專利名稱：寬帶數(shù)據(jù)接入電路及其信道自適應調整方法
技術領域：
本發(fā)明涉及集成電路技術領域，特別是一種用于數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)的寬帶數(shù)據(jù)接入電路及其信道的自適應調整方法。
在數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中，所用的寬帶數(shù)據(jù)接入電路包括輸入輸出匹配及混合網(wǎng)絡，含增益控制電路、濾波器、模數(shù)轉換器的接收回路，含數(shù)模轉換器、濾波器及功率放大器的發(fā)送回路，以及DSP電路等。為了降低對DSP性能的要求及系統(tǒng)的功耗等，一般采用FDM(fequency division multiplex，頻分復用)制式進行信號的傳輸。因此，信號的傳輸速率主要受到發(fā)送端和接收端之間電纜的性能、平衡網(wǎng)絡的性能及濾波器的性能等因素的制約。電纜和平衡網(wǎng)絡的性能可以利用DSP進行處理，所以，濾波器的性能成為通信系統(tǒng)中數(shù)據(jù)傳輸速率的瓶頸。
集成濾波器在制造中引入較大的隨機偏差，導致濾波器的截止頻率的大幅變化。濾波器無可調諧機制或無實時可調諧機制。
濾波器對系統(tǒng)的影響表現(xiàn)為通道間信號的泄漏，一般為大功率的發(fā)送信號經過平衡網(wǎng)絡后進入接收端，與接收端在某些頻帶內的信號互相混迭，導致輸入信號的分辨率下降。
如通帶間泄漏的示意圖2所示，當濾波器的截止頻率為224KHz時，發(fā)送端和接收端信號可以達到最佳，互不影響對方信道的性能。但是，由于濾波器是RC網(wǎng)絡，亦或是GmC結構，是利用集成器件的絕對值工作的，所以，其誤差為+/-25％或更多。
在圖2中，當濾波器的截止頻率向近端偏離時，對接收端的影響降至更低的水平，可以忽略不計；但在發(fā)送端，信號的頻帶將被壓縮，數(shù)據(jù)的傳輸速率降低。同樣，當濾波器的截止頻率向遠端偏離時，對發(fā)送的數(shù)據(jù)速率無影響，但是，由于它占用了部分接收端的頻帶，同時由于接收端的信號非常微弱，導致接收端在相應的頻帶內是不可用的。通信都是由雙方進行的，對于上行信號的通帶泄漏，可以簡要示意如圖3。
在以上討論中，只提及了發(fā)送端信號對接收端信號的影響，這主要是因為發(fā)送端信號的功率較大，其對接收端信號的影響遠遠大于接收端信號對發(fā)送端信號的影響。
同時，在以上分析中，只提及了發(fā)送信號和接收信號之間的信道泄漏，對于下行發(fā)送端和與之對應的上行接收端，以及下行接收端和與之對應的上行發(fā)送端，由于濾波器性能的不一致，同樣會導致信號的丟失。
在圖4中，簡要示出了在同一個信道內，由于濾波器性能的不一致導致的信道變化，其對信號的影響是通信信道是兩個濾波器的交集。
綜上所述，現(xiàn)有的高速數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)，由于濾波器本身性能及控制機理的不完善構成的故障主要為.不同廠家的系統(tǒng)只能向下兼容.由于不同廠家在濾波器設計時考慮的因素不同，當局端和用戶端使用不同廠家的產品時，其通信信道為其濾波器的交集，所以，對數(shù)據(jù)通信的頻帶有較大的制約。
.同一廠家的不同批次產品只能向下兼容。由于濾波器系統(tǒng)較大的隨機誤差，不同批次的產品，如果截止頻率偏離的方向或大小不同，從而導致通信信道的縮小，影響系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸速率。
.同一廠家同一批次的產品向下兼容。由于集成電路在制造中對器件的絕對值有較大的隨機誤差，同樣會引起通信系統(tǒng)頻帶的縮小。
本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術的上述缺陷，為數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)提供一種采用可調諧濾波器的寬帶數(shù)據(jù)接入電路，以及該電路的信道自適應調整方法。通過其獨特的信道自適應調整方法使不同廠家的產品、同一廠家的不同批次產品甚至同一廠家的同一批次產品都能達到完全兼容。
本發(fā)明的寬帶數(shù)據(jù)接入電路是現(xiàn)有同類電路的改進型電路。它包括輸入輸出匹配及混合網(wǎng)絡B1，其具有一對接入傳輸線路的端口、一對接收模擬信號輸出端口和一對發(fā)送信號輸入端口；由依次連接的低噪聲運放B2、步進增益控制電路B3、濾波器B4及模數(shù)轉換器B5構成的接收回路，用于處理接收的模擬信號；由依次連接的數(shù)模轉換器B18、濾波器B17、步進衰減控制電路B16及功率放大器B15構成的發(fā)送回路，用于處理發(fā)送的輸出信號；DSP電路B19，其數(shù)字信號輸出端口、數(shù)字信號輸入端口分別連接所述數(shù)模轉換器B18和模數(shù)轉換器B5的相應端口。
其特征在于所述的濾波器B4和濾波器B17均為可調諧濾波器；它還包括一個接收DSP電路B19輸出的多種控制數(shù)據(jù)的控制數(shù)據(jù)寄存器組B8，其濾波器參數(shù)寄存器2與所述濾波器B4調諧輸入端之間連接電壓模式數(shù)模轉換器B11，其濾波器參數(shù)寄存器4與所述濾波器B17調諧輸入端之間連接電壓模式數(shù)模轉換器B14，其增益控制寄存器1輸出連接所述步進增益控制電路B3控制端，其衰減控制寄存器3輸出連接所述步進衰減控制電路B16控制端；一個輸出端連接所述低噪聲運算放大器B2輸入端的回波抵消網(wǎng)絡B6；以及一個調整所述回波抵消網(wǎng)絡B6輸入信號幅度的步進衰減控制電路B7，其兩輸入端分別連接所述濾波器B17輸出端和控制寄存器組B8的控制寄存器5的輸出端。
本發(fā)明的寬帶數(shù)據(jù)接入電路的信道自適應調整是在系統(tǒng)的初始化階段完成的，其主要步驟如下a、在DSP電路的控制下，將輸入輸出匹配及混合網(wǎng)絡B1、回波抵消網(wǎng)絡B6和步進衰減控制電路B7置于不工作狀態(tài)，將發(fā)送回路的輸出端與接收回路的輸入端短接，使系統(tǒng)進入自測試狀態(tài)；b、按內部寄存器設定的數(shù)據(jù)，測試信號接收回路的濾波器參數(shù)，DSP電路輸出的測試數(shù)據(jù)經發(fā)送回路、接收回路處理，轉換成新的數(shù)據(jù)信號被送入DSP電路；c、DSP電路根據(jù)新的數(shù)據(jù)信號分析濾波器參數(shù)配置是否合適，采用遍歷樹等方法調整設置參數(shù)，輸出序列參數(shù)配置數(shù)據(jù)調整設置低頻段濾波器和高頻段濾波器參數(shù)到規(guī)定值；d、按照ITU-T協(xié)議建立初始應答；e、將兩套所述的接入電路組成的收發(fā)器置于交叉測試狀態(tài)，利用對方發(fā)送的測試序列，測試信號發(fā)送回路的濾波器參數(shù)；一方發(fā)送測試序列至對方，對方接收處理后，將發(fā)送方的發(fā)送回路濾波器的參數(shù)配置發(fā)送回發(fā)送方，進而發(fā)送方通過DSP電路輸出序列參數(shù)配置數(shù)據(jù)，調整設置其發(fā)送回路低頻段濾波器和高頻段濾波器參數(shù)到規(guī)定值；h、當信號發(fā)送路徑濾波器配置完畢后，按照ITU-T協(xié)議進行其他的初始化配置及測試；j、建立符合要求的通信信道，進入數(shù)據(jù)通信服務狀態(tài)。
與現(xiàn)有技術比較本發(fā)明的優(yōu)點如下其在寬帶數(shù)據(jù)接入電路的發(fā)送回路和接收回路中均采用可調諧濾波器，通過信道自適應調整，在初始化結束時濾波器系統(tǒng)的各個參數(shù)被優(yōu)化為使得下行及上行信道的容量達到最大或預先確定的值。避免了由于不同廠家之間產品不兼容及同一廠家由于制造中隨機誤差引起的誤碼率高或數(shù)據(jù)通訊速率下降的問題。
采用本發(fā)明電路的下行頻帶與上行頻帶變化如示意圖5所示，其上行、下行頻帶寬度均比傳統(tǒng)電路(圖4)的相應頻帶寬度大為增加，其頻譜抖動從傳統(tǒng)電路的0～25％上行頻帶(或0～25％下行頻帶)減少到＜1％上行頻帶(或＜1％下行頻帶)。
以下結合附圖對本發(fā)明進一步描述。


圖1為傳統(tǒng)的寬帶數(shù)據(jù)接入電路原理框圖；圖2為采用傳統(tǒng)接入電路的下行收發(fā)器的通帶泄漏示意圖；圖3為采用傳統(tǒng)接入電路的上行收發(fā)器的通帶泄漏示意圖；圖4為下行與上行頻帶由濾波器不一致導致的頻帶變化示意圖；圖5為采用本發(fā)明電路的下行與上行頻帶變化示意圖；圖6為本發(fā)明的寬帶數(shù)據(jù)接入電路原理框圖；圖7為本發(fā)明電路的自測回路的連接示意圖；圖8為本發(fā)明電路的信道自適應調整的流程圖；圖9為利用遍歷樹方法調整設置參數(shù)示意圖；圖10為低通濾波器的有源混合可變電阻電路圖；圖11為4階Chebyshev低通濾波器原理簡圖；圖12為3階Butterworth低通濾波器原理簡圖；圖13為電源波紋導致濾波器截止頻率偏移示意圖；圖14為濾波器的基準源靜噪電路圖。
在圖1的傳統(tǒng)寬帶數(shù)據(jù)接入電路中，信號的輸入和發(fā)送都是通過loop的兩個端口實現(xiàn)的。輸入信號由loop的電感耦合，經過由R1，R2.R3，R4，R5，R6，Zi構成的平衡網(wǎng)絡后，分別接入由電阻R9，R10和運算放大器組成的接收器B及由電阻R11，R12和運算放大器組成的接收器A，信號在此處構成全差分模式，其共模電壓為預先設定的值，這樣設置的目的在于方便后級電路的直接耦合。
全差分的模擬輸入信號經過低噪聲輸入及自動增益級的幅度調整和濾波器2級的抗混迭濾波后，由模數(shù)轉換器級將其轉換為數(shù)字信號送至DSP，DSP要經過與調制相反的處理，如IFFT，去交織等，將信號恢復為原始的發(fā)送數(shù)據(jù)。
同樣，發(fā)送的數(shù)據(jù)要先經過DSP的調制，如FFT，交織等，然后將其發(fā)送到數(shù)模轉換器轉換為全差分的模擬信號，模擬信號要經過濾波器1級的平滑濾波，將通信頻帶以外的信號濾除，然后經過功率放大輸出級的預放接入接口電路。
在節(jié)點transmitA和transmitB，全差分的發(fā)送信號要經過交流耦合，不進行直流耦合的原因是由全差分信號的共模電壓決定的工作點，與電纜驅動器的工作點是不同的，進行直流耦合會導致大的直流電流及功耗。
全差分的發(fā)送信號經過由R7，R8和line driverA及R13，R14和line driver B的功率直流耦合，調整后，通過由R1，R2，R3，R4，R5，R6，Zi構成的平衡網(wǎng)絡，利用電感耦合發(fā)送到loop的端口。
圖2～圖4所示傳統(tǒng)接入電路存在的通帶泄漏及頻帶變化的問題如上文所述，此處不再贅述。
圖6所示的本發(fā)明的寬帶數(shù)據(jù)接入電路包括輸入輸出匹配及混合網(wǎng)絡31；由低噪聲運放B2、步進增益控制電路B3、濾波器B4及模數(shù)轉換器B5構成的接收回路；由數(shù)模轉換器B18、濾波器B17、步進衰減控制電路B16及功率放大器B15構成的發(fā)送回路；DSP電路B19，其數(shù)字信號輸出端口、數(shù)字信號輸入端口分別連接所述數(shù)模轉換器B18和模數(shù)轉換器B5的相應端口；其中的濾波器34和濾波器B17均為可調諧濾波器。
其還包括一個接收DSP電路B19輸出的多種控制數(shù)據(jù)的控制數(shù)據(jù)寄存器組B8，其濾波器參數(shù)寄存器2與所述濾波器B4調諧輸入端之間連接電壓模式數(shù)模轉換器B11，其濾波器參數(shù)寄存器4與所述濾波器B17調諧輸入端之間連接電壓模式數(shù)模轉換器B14，其增益控制寄存器1輸出連接所述步進增益控制電路33控制端，其衰減控制寄存器3輸出連接所述步進衰減控制電路B16控制端；一個輸出端連接所述低噪聲運算放大器B2輸入端的回波抵消網(wǎng)絡B6；以及一個調整所述回波抵消網(wǎng)絡B6輸入信號幅度的步進衰減控制電路B7，其兩輸入端分別連接所述濾波器B17輸出端和控制寄存器組B8的控制寄存器5的輸出端。
上述電壓模式數(shù)模轉換器B11、B14均可由電流-電壓轉換器和電流模式數(shù)模轉換器構成，后者的輸出端連接前者的輸入端。如圖7所示，電流-電壓轉換器B10和電流模式數(shù)模轉換器B9組成電壓模式數(shù)模轉換器B11，電流-電壓轉換器B13和電流模式數(shù)模轉換器B12組成電壓模式數(shù)模轉換器B14。
本發(fā)明電路的自測回路的連接如圖7所示。將B1、B6、B7置于不工作狀態(tài)，將B15輸出與B2輸入短接，設置緩存器B8控制數(shù)據(jù)2內容，系統(tǒng)即進入自測試狀態(tài)。
數(shù)據(jù)從DSP端以數(shù)字信號的形式傳送到B18后轉換為一定頻域的模擬信號，模擬信號經過平滑濾波器B17處理，然后在B16中對信號的幅度進行控制，B15將信號的功率進行調整，然后將信號直接加入B2的輸入端，B3將信號的幅度調整到要求的精度，B4進行抗混迭濾波后，在B5中轉換為數(shù)字信號的表示。
DSP對輸入的信號進行處理，判斷濾波器B4的參數(shù)配置是否合適，將新的參數(shù)配置數(shù)據(jù)置入B8的控制數(shù)據(jù)2寄存器，通過B9、B10或B11的電路，對濾波器的參數(shù)進行重新設置。經過幾次循環(huán)后，將濾波器B4的參數(shù)配置到要求的設置。
兩個接入電路組成的收發(fā)器建立交叉測試回路后，系統(tǒng)將按照以下原理進行交叉測試。
局端發(fā)送測試序列至用戶端，用戶端經過DSP處理后，將局端信號發(fā)送路徑濾波器的參數(shù)配置情況發(fā)送回局端，局端通過DSP對信號發(fā)送路徑濾波器的參數(shù)進行重新配置；用戶端發(fā)送測試序列至局端，局端經過DSP處理后，將用戶端信號發(fā)送路徑濾波器的參數(shù)配置情況發(fā)送會用戶端，用戶端通過DSP對信號發(fā)送路徑濾波器的參數(shù)進行重新配置。
圖8為本發(fā)明電路的信道自適應調整的流程圖。其信道的自適應調整過程如下所述。
在局端，其對濾波器系統(tǒng)的調整范圍為接收端低通濾波器的截止頻率，發(fā)送端高通濾波器的低端頻率；在用戶端，其對濾波器系統(tǒng)的調整范圍為接收端高通濾波器的低端頻率，發(fā)送端低通濾波器的截止頻率。
由于對低通濾波器的截止頻率進行調整時，與對高通濾波器的調整是同向的，即將低通濾波器的截止頻率調高時，同樣地需要將高通濾波器的低端頻率調高，這是由于在集成電路的制造中，雖然芯片間的器件參數(shù)變化是隨機的，但是在同一個芯片內，通過適當?shù)牟季?，可以使得同類器件間的參數(shù)變化方向及變化大小基本相同。
系統(tǒng)在初始化階段，會利用訓練序列對信道的性能進行測量。在初始化結束后，濾波器系統(tǒng)的各個參數(shù)被優(yōu)化為使得下行及上行信道的容量達到最大或預先確定的值。由于對各個廠家的產品，都要進行初始化優(yōu)化，所以，主要廠家在產品中將調整的范圍設置恰當，都可以使得系統(tǒng)在數(shù)據(jù)通信速率上達到最佳的配置，從而使得各個廠家或同一廠家不同批次的產品可以互相兼容。
由于對濾波器系統(tǒng)的調整是在初始化階段完成的，通過下面實現(xiàn)方法的分析，可以看到利用1至8個訓練序列即可實現(xiàn)參數(shù)的配置，在數(shù)據(jù)通信階段，各個參數(shù)的設置保持不變，所以，不會對系統(tǒng)的DSP處理構成壓力；同時，系統(tǒng)初始化的最長時間為11.3秒，按照4000frames/s的速率，對濾波器系統(tǒng)的配置可以在0.25--2ms時間內完成，對系統(tǒng)的其他初始化工作不會構成阻礙。
圖8中各步驟所執(zhí)行的任務為S1利用DSP芯片內部的控制信號，將系統(tǒng)置于圖7所示的自測試狀態(tài)。
S2對信號輸入路徑的濾波器參數(shù)進行查驗，為一內部寄存器設置。
S3-1對低頻段濾波器參數(shù)進行設置，利用遍歷樹等方法調整設置參數(shù)。
S3-2對高頻段濾波器參數(shù)進行設置，利用遍歷樹等方法調整設置參數(shù)。
S4-1檢查低頻段濾波器的參數(shù)設置是否達到系統(tǒng)要求。
S4-2檢查高頻段濾波器的參數(shù)設置是否達到系統(tǒng)要求。
S5信號輸入路徑濾波器配置完畢后，按照ITU-T協(xié)議建立初始應答。
S6將收發(fā)器置于交叉測試狀態(tài)，利用對方發(fā)送的測試序列，開始測試信號發(fā)送路徑的濾波器參數(shù)配置。
S7對信號發(fā)送路徑的濾波器參數(shù)進行查驗，為一內部寄存器設置。
S8-1對低頻段濾波器參數(shù)進行設置，利用遍歷樹等方法調整設置參數(shù)。
S8-2對高頻段濾波器參數(shù)進行設置，利用遍歷樹等方法調整設置參數(shù)。
S9-1檢查低頻段濾波器的參數(shù)設置是否達到系統(tǒng)要求。
S9-2檢查高頻段濾波器的參數(shù)設置是否達到系統(tǒng)要求。
S10信號發(fā)送路徑濾波器配置完畢后，按照ITU-T協(xié)議進行其他的初始化配置及測試。
S11建立符合要求的通信信道，提供數(shù)據(jù)通信服務。
圖9為利用遍歷樹方法調整設置參數(shù)示意圖。對于任何一個信道，通過如上圖所示的遍歷樹的調整，都可以將濾波器的參數(shù)調整到在要求的誤差內的最佳值。在八次訓練序列中，如果在中間階段，濾波器的參數(shù)已經調整到位，則可以提前中止訓練序列。
上圖的遍歷樹是參數(shù)調整的一種方法，也可以通過其他的算法，如中值插入法，定步長插入法等進行調整。
對于一個可調諧的濾波器，設定其截止頻率為fc，由于制造工藝等造成的偏差為+/-25％；當濾波器的調諧范圍為+/-30％時，可以完全補償其截止頻率的偏差.設定壓控電阻的線性控制范圍為1.0V，工作點電壓為Vop，及控制電壓的變化為Vop+/-0.5V，可以得到壓控頻率偏移率為ΔfV=+/-30%*fc1.0=0.6fc]]>對于8比特DAC，其分辨率為1/256，所以進行歸一化后，最終的偏差為Δfmin=0.6fc*1256=0.23%fc]]>此分辨率完全可以滿足系統(tǒng)的要求。
以上所述的接入電路及其信道的調整，都是建立在電路中的可調諧濾波器基礎上的。濾波器的調諧可以通過可調電阻或可調電容實現(xiàn)。在全差分網(wǎng)絡中，為了實現(xiàn)信號的均衡處理，設計了圖10所示的可調電阻網(wǎng)絡，以提高濾波器系統(tǒng)的性能。
該濾波器系統(tǒng)屬于R-MOSFET-C類型，其頻率調諧部分的功能可通過改變MOS管有源電阻的阻值而得以實現(xiàn)，采用有源MOS管工作在線性區(qū)作為可變電阻可以增加線性度從而實現(xiàn)低失真濾波功能。濾波器的有源混合可變電阻電路圖祥見圖10，其有源混合可變電阻含兩個等值的無源電阻和四個相同的MOS晶體管M1～M4，MOS晶體管M1、M3的源極串聯(lián)一個電阻，MOS晶體管M2、M4的源極串聯(lián)另一個電阻，MOS晶體管M1、M2的柵極為其一個控制端，MOS晶體管M3、M4的柵極為其另一個控制端，四個MOS晶體管的漏極均接地，兩個電阻的自由端分別為其兩個輸出端子。在器件完全匹配、偏置獨立可調、輸入信號完全對稱等理想條件下，這種可變電阻具有良好的線性度，盡管理想條件很難達到，但是，這種網(wǎng)絡的主要優(yōu)點是能夠調節(jié)電阻阻值的大小。其等效電阻值的大小為Req=FG1.2-G3.4=FK*VC]]>F=V1VX=1+2*G-*R]]>G-=(G1.2+G3.4)2]]>在上述寬帶數(shù)據(jù)接入電路中，接收回路的濾波器B4和發(fā)送回路的濾波器B17均為可調諧濾波器，該可調濾波器的以運算放大器為橫向軸線，每一對對稱的輸入電阻和反饋電阻均采用圖10所示有源混合可變電阻。
圖11為四階Chebyshev可調低通濾波器原理簡圖，電路的主要結構與傳統(tǒng)的電路類同。其中包括契比雪夫(Chebyshev)濾波器以及具有兩個輸入端的基準源靜噪電路，契比雪夫濾波器中所有對稱的反饋電阻、輸入電阻均采用有源混合可變電阻，所述每一個有源混合可變電阻的兩個控制端均連接到基準源靜噪電路的相應輸出端。
在圖11所示低通濾波器中的電阻、電容有如下關系R1＝R2＝0.66R， R4＝R5＝R， R3＝R6＝0.5R， R7＝R8＝R，R10＝R11＝0.5R，R9＝R12＝R，R14＝R15＝0.5R， R13＝R16＝R，R17＝R18＝R， C1＝C2＝C， 3＝CA＝1.411C， C5＝C6＝1.31C，C7＝C8＝1.135C電路圖中的電阻R由無源電阻和有源MOS管電阻兩部分構成，電阻R1、R3、R4及電容C1的一端與全差分運放A1的反相輸入端相接，電阻R2、RS、R6及電容C2的一端與運放A1的同相輸入端相接。電阻R4、電容C1的另一端和電阻R7的一端相接于全差分運放A1的同相輸出端，電阻R5、電容C2的另一端和電阻R8的一端相接于全差分運放A1的反相輸出端。電阻R7、電容C3及電阻R9的一端相接于運放A2的反相輸入端，電阻R8、電容C4及電阻R12與全差分運放A2的同相輸入端相接，電阻R10、R6及電容C3與運放A2的同相輸出端相接。電阻R11、R3及電容C4與運A2的反相輸出端相接。電阻R10、電容C5及電阻R13與運放A3的反相輸入端相接，電阻R11、電容C6及電阻R16與運放A3的同相輸入端相接，電阻R14、R12及電容C5與運放A3的同相輸出端相接，電阻R15、R9及電容C6與運放A3的反相輸出端相接。電阻R14、電容C7及電阻R17相接于運放A4的反相輸入端，電阻R15、電容C8及電阻R18相接于運放A4的同相輸入端，電阻R17、電容C7的另一端及電阻R16與運A4的同相輸出端相接，電阻R18、電容C8的另一端與運放A4的反相輸出端相接。
在圖11中，電阻值R包括有源MOS管電阻及無源電阻值兩部分的和，電容值為C1＝C、C2＝1.411C、C3＝1.31C、CA＝1.135C。以下我們設計中心頻率為138KHz、1dB通帶內波紋、四階Chebyshev低通濾波器。
通帶內波紋為1dB的四階Chebyshev低通濾波函數(shù)可寫成如下形式H(S)=0.27562758S4+0.95281138S3+1.45392476S2+0.74261937S+0.27562758]]>由變換等式S=SωC]]>得到去歸一化的1dB波紋、4階Chebyshev低通濾波函數(shù)H(S)=0.27562758ωC4S4+0.95281138ωCS3+1.45392476ωC2S2+0.74261937ωC3S+0.27562758ωC4]]>其中ωc＝2πfc＝2×3.14×138×103＝866.64×103弧度/秒所設計得到1dB波紋，中心頻率為138KHz的四階Chebyshev低通濾波器如圖10所示，所得到的電阻、電容值大小如附圖所示，此時有源MOS管的控制電壓分別為CTRL-V0＝3.3V、CTRL-V1＝2.6V。改變有源MOS管控制電壓的大小，可相應的得到通帶波紋1dB、中心頻率為103.5KHz、172.5KHz的四階Chebyshev低通濾波器。
可調濾波器的另一個實施例如圖12所示，其為三階Butterworth可調低通濾波器，電路的主要結構基本同傳統(tǒng)的電路。其包括巴特沃夫(Butterworth)濾波器，及能抑制電源波紋的基準源靜噪電路，巴特沃夫濾波器中所有對稱的反饋電阻、輸入電阻均采用有源混合可變電阻，所述每一個有源混合可變電阻的兩個控制端均連接到基準源靜噪電路的相應輸出端。
該三階Butterworth低通濾波器亦屬于R-MOSFET-C類型，其頻率調諧部分的功能可通過改變MOS管有源電阻的阻值而得以實現(xiàn)。有源電阻值的大小可通過改變MOS管的柵極電壓而得到改變，當有源MOS管的控制電壓為CTRL-V3＝3.3V、CTRL-V2＝2.6V時，濾波器的中心頻率1.104MHz。當有源MOS管的控制電壓為CTRL-V3＝3.3V、CTRL-V2＝2.1V時，濾波器的中心頻率為621KHz。在圖11所示的三階Butterworth低通濾波器中，電阻值R包括有源MOS管電阻值及無源電阻值兩部分的和，以下我們開始設計中心頻率為1.104MHz的三階Butterworth低通濾波器。
三階Butterworth低通濾波函數(shù)可寫成如下形式 由變換等式 可得到如下傳輸函數(shù)H(S)=ωC3S3+2ωCS2+2ωC2S+ωC3]]>其中ωc＝2πfc＝2×3.14×1.104×106＝6.93312×106弧度/秒由圖12所示濾波器系統(tǒng)所推導出的傳輸函數(shù)如下VOUTVIN=1C3R3S3+S2*21CR+S*21C2R2+1C3R3]]>在圖12所示的低通濾波器中的電阻、電容有如下關系R1＝R2＝R，R4＝R5＝R， R3＝R6＝2R， R7＝R8＝0.5R，R10＝R11＝R， R9＝R12＝R， R14＝R13＝R，C1＝C2＝C，C3＝CA＝2C， C5＝C6＝C，電路圖中的電阻R由無源電阻和有源MOS管電阻兩部分構成，電阻R1、R3、R4及電容C1的一端與全差分運放A1的反相輸入端相接，電阻R2、R5、R6及電容C2的一端與全差分運放的同相輸入端相接。電阻R4、電容C1的另一端和電阻R7的一端相接于全差分運放A1的同相輸出端，電阻R5、電容C2的另一端和電阻R8的一端相接于全差分運放A1的反相輸出端。電阻R7、電容C3及電阻R9的一端相接于運放A2的反相輸入端，電阻R8、電容C4及電阻R12與全差分運放A2的同相輸入端相接，電阻R10、R6及電容C3與運放A2的同相輸出端相接。電阻R11、R3及電容CA與運放A2的反相輸出端相接。電阻R10、電容C5及電阻R13與運放A3的反相輸入端相接，電阻R11、電容C6及電阻R14與運放A3的同相輸入端相接，電阻R14、電容C5及電阻R12與運放A3的同相輸出端相接，電阻R14、電容C6及電阻R9與運放放A3的反相輸出端相接。
以上的電路是工作在理想情況下，在實際環(huán)境中，有許多因素需要考慮以提高整個系統(tǒng)的性能。當電源的供電不是理想的直流電壓時，如電源有較大的高頻紋波存在，則會極大地降低濾波器系統(tǒng)的性能。
在濾波器系統(tǒng)電路中，由于其截止頻率受有源MOS管電阻阻值大小的控制，而有源MOS管電阻阻值大小受其柵極電壓大小的控制，當電路中電源電壓有紋波干擾時，會使得有源MOS管柵極電壓波動，進而使得有源MOS管電阻值大小發(fā)生變化，使濾波器頻率發(fā)生偏移。
如圖13所示，當電源紋波存在時，濾波器的截止頻率會跟隨電源紋波在Fc-delta和Fc+delta之間擺動。
設定電源紋波的幅度為100mV，線性控制范圍為1.0V，則delta為10％。濾波器的下降斜率為48dB/倍頻(8階濾波器)，如果變化為線性的，則在截止頻率Fc處，信號幅度的變化為ΔD=482f*10%f=2.4dB]]>設定在Fc處的信號分辨率在無電源紋波時為31dB，即5bits(1bit＝6dB)。則在有電源紋波存在時，F(xiàn)c處的子信道的信號分辨率在28.6dB和33.4dB之間擺動。根據(jù)以上分析，會有兩種情況發(fā)生。
(1)當初始化階段子信道被定義為5dB分辨率時，在實際通信階段，會因為電源紋波的存在發(fā)生較大的誤碼率(2)當初始化階段子信道被定義為4dB分辨率時，在實際通信階段，會降低數(shù)據(jù)通信的速率。
在最壞的情況下，DSP會根據(jù)電源紋波的大小及頻率對信道的變化進行實時處理，這樣，就加重了DSP處理任務。
以上只是論述了單一信道發(fā)生的問題。在實際應用中，設定Fc為1MHz，則受電源紋波影響的頻帶為 設定子信道的帶寬為2.5KHz，則受影響的信道個數(shù)為 則在上述情況2發(fā)生時，系統(tǒng)的數(shù)據(jù)通信速率下降為ΔT＝ΔN*信道分辨率降低的比特*SYMBOL傳送速率＝160kbps從以上分析可以看到，由于電源紋波的影響，通信信道的數(shù)據(jù)傳輸速率下降的絕對值仍然是相當可觀的。
為了避免這種情況的出現(xiàn)，在濾波器電路中引入了基準源靜噪電路，以改善電源電壓紋波對濾波器頻率偏移的影響。數(shù)據(jù)傳送速率的降低主要由于濾波器系統(tǒng)的調諧頻率變化導致，而濾波器調諧頻率的變化，是由于可調電阻的控制電壓受到電源紋波的影響。因此，用基準源靜噪電路來替代可調電阻控制電壓產生電路的電源，可以有效地解決此問題。
所述基準源靜噪電路的實施例如圖14所示。該電路包括電壓跟隨器、用于通路選擇的MOS管傳輸門及靜噪電路；靜噪電路由一個具有共模負反饋的全差分運放，跨接在全差分運放輸入輸出端的兩個濾波電容及若干電阻構成，輸入端接調諧信號INP的電壓跟隨器A2和MOS管傳輸門I13、I6構成的串聯(lián)支路連接于全差分運放A3的反相輸入端，輸入端接調諧信號INN的電壓跟隨器A1和MOS管傳輸門I12、I11構成的串聯(lián)支路連接于全差分運放A3的同相輸入端，一端接調諧信號INP的電阻R6通過MOS管M8接于全差分運放A3的同相輸入端，一端接調諧信號INN的電阻R5通過MOS管M7接于全差分運放A3的反相輸入端，全差分運放A3的負輸出端與負載電阻R2之間連接MOS管M4和電阻R4串聯(lián)支路，全差分運放A的正輸出端與負載電阻R1之間連接MOS管M3和電阻R3串聯(lián)支路，MOS管M1、M2的串聯(lián)支路和共模反饋電路均跨接于全差分運放A3的兩輸出端之間，MOS管M1、M2的公共點連接共模反饋電路的一端。
該電路的工作過程如下在基準源靜噪電路中，在INP、INN端輸入兩基準電壓1.98V、1.32V，若INN端附加了交流干擾信號AC1，在INP端附加了干擾信號AC2，其中AC1信號通過運放A1、電容C1及MOS管選擇開關后和通過電阻R6、MOS管M8傳輸過來的AC2信號一起加入到全差分運放A3的同相輸入端。AC2信號通過運放A2、電容C2及MOS管選擇開關后和通過電阻R5、MOS管M7傳輸過來的信號AC1一起加入到全差分運放A3的反相輸入端。所以經這樣處理后，在全差分運放運放A3的輸入端的交流信號完全一樣，因而可以將交流干擾信號作為共模信號利用全差分運算放大器的共模抑制比去除。最后在輸出端OUT1、OUT2處得到比較穩(wěn)定的有源MOS管電阻柵極控制電壓。
權利要求
1.一種寬帶數(shù)據(jù)接入電路，包括輸入輸出匹配及混合網(wǎng)絡(B1)，其具有一對接入傳輸線路的端口、一對接收模擬信號輸出端口和一對發(fā)送信號輸入端口；由依次連接的低噪聲運放(B2)、步進增益控制電路(B3)、濾波器(B4)及模數(shù)轉換器(B5)構成的接收回路，用于處理接收的模擬信號；由依次連接的數(shù)模轉換器(B18)、濾波器(B17)、步進衰減控制電路(B16)及功率放大器(B15)構成的發(fā)送回路，用于處理發(fā)送的輸出信號；DSP電路(B19)，其數(shù)字信號輸出端口、數(shù)字信號輸入端口分別連接所述數(shù)模轉換器(B18)和模數(shù)轉換器(B5)的相應端口；其特征在于所述的濾波器(B4)和濾波器(B17)均為可調諧濾波器；還包括一個接收DSP電路(B19)輸出的多種控制數(shù)據(jù)的控制數(shù)據(jù)寄存器組(B8)，其濾波器參數(shù)寄存器(2)與所述濾波器(B4)調諧輸入端之間連接電壓模式數(shù)模轉換器(B11)，其濾波器參數(shù)寄存器(4)與所述濾波器(B17)調諧輸入端之間連接電壓模式數(shù)模轉換器(B14)，其增益控制寄存器(1)輸出連接所述步進增益控制電路(B3)控制端，其衰減控制寄存器(3)輸出連接所述步進衰減控制電路(B16)控制端；一個輸出端連接所述低噪聲運算放大器(B2)輸入端的回波抵消網(wǎng)絡(B6)；以及一個調整所述回波抵消網(wǎng)絡(B6)輸入信號幅度的步進衰減控制電路(B7)，其兩輸入端分別連接所述濾波器(B17)輸出端和控制寄存器組(B8)的控制寄存器(5)的輸出端。
2.根據(jù)權利要求1所述的寬帶數(shù)據(jù)接入電路，其特征在于所述的電壓模式數(shù)模轉換器(B11、B14)均可由電流-電壓轉換器和電流模式數(shù)模轉換器構成，后者的輸出端連接前者的輸入端。
3.根據(jù)權利要求1所述的寬帶數(shù)據(jù)接入電路，其特征在于所述的可調諧濾波器包括契比雪夫(Chebyshev)濾波器以及具有兩個輸入端的基準源靜噪電路，契比雪夫濾波器中所有對稱的反饋電阻、輸入電阻均采用有源混合可變電阻，所述每一個有源混合可變電阻的兩個控制端均連接到基準源靜噪電路的相應輸出端。
4.根據(jù)權利要求1所述的寬帶數(shù)據(jù)接入電路，其特征在于所述的可調諧濾波器包括巴特沃夫(Butterworth)濾波器，及能抑制電源波紋的基準源靜噪電路，巴特沃夫濾波器中所有對稱的反饋電阻、輸入電阻均采用有源混合可變電阻，所述每一個有源混合可變電阻的兩個控制端均連接到基準源靜噪電路的相應輸出端。
5.根據(jù)權利要求3或4所述的寬帶數(shù)據(jù)接入電路，其特征在于所述的可調諧濾波器的有源混合可變電阻含兩個等值的無源電阻和四個相同的MOS晶體管(M1～M4)，MOS晶體管(M1、M3)的源極串聯(lián)一個電阻，MOS晶體管(M2、M4)的源極串聯(lián)另一個電阻，MOS晶體管(M1、M2)的柵極為其一個控制端，MOS晶體管(M3、M4)的柵極為其另一個控制端，四個MOS晶體管的漏極均接地，兩個電阻的自由端分別為其兩個輸出端子。
6.根據(jù)權利要求3或4所述的寬帶數(shù)據(jù)接入電路，其特征在于所述可調諧濾波器的基準源靜噪電路包括電壓跟隨器、用于通路選擇的MOS管傳輸門及靜噪電路；靜噪電路由一個具有共模負反饋的全差分運放，跨接在全差分運放輸入輸出端的兩個濾波電容及若干電阻構成，輸入端接調諧信號INP的電壓跟隨器(A2)和MOS管傳輸門(I13、I6)構成的串聯(lián)支路連接于全差分運放A3的反相輸入端，輸入端接調諧信號INN的電壓跟隨器(A1)和MOS管傳輸門(I12、I11)構成的串聯(lián)支路連接于全差分運放(A3)的同相輸入端，一端接調諧信號INP的電阻(R6)通過MOS管(M8)接于全差分運放(A3)的同相輸入端，一端接調諧信號INN的電阻(R5)通過MOS管(M7)接于全差分運放(A3)的反相輸入端，全差分運放(A3)的負輸出端與負載電阻(R2)之間連接MOS管(M4)和電阻(R4)串聯(lián)支路，全差分運放(A)的正輸出端與負載電阻(R1)之間連接MOS管(M3)和電阻(R3)串聯(lián)支路，MOS管(M1、M2)的串聯(lián)支路和共模反饋電路均跨接于全差分運放(A3)的兩輸出端之間，MOS管(M1、M2)的公共點連接共模反饋電路的一端。
7.一種用于調整權利要求1至6任何一項權利要求所述寬帶數(shù)據(jù)接入電路的信道自適應調整方法，其特征在于采取如下步驟a、在DSP電路的控制下，將輸入輸出匹配及混合網(wǎng)絡(B1)、回波抵消網(wǎng)絡(B6)和步進衰減控制電路(B7)置于不工作狀態(tài)，將發(fā)送回路的輸出端與接收回路的輸入端短接，使系統(tǒng)進入自測試狀態(tài)；b、按內部寄存器設定的數(shù)據(jù)，測試信號接收回路的濾波器參數(shù)，DSP電路輸出的測試數(shù)據(jù)經發(fā)送回路、接收回路處理，轉換成新的數(shù)據(jù)信號被送入DSP電路；c、DSP電路根據(jù)新的數(shù)據(jù)信號分析濾波器參數(shù)配置是否合適，輸出序列參數(shù)配置數(shù)據(jù)調整設置低頻段濾波器和高頻段濾波器參數(shù)到規(guī)定值；d、按照ITU-T協(xié)議建立初始應答；e、將兩套所述的接入電路組成的收發(fā)器置于交叉測試狀態(tài)，利用對方發(fā)送的測試序列，測試信號發(fā)送回路的濾波器參數(shù)；一方發(fā)送測試序列至對方，對方接收處理后，將發(fā)送方的發(fā)送回路濾波器的參數(shù)配置發(fā)送回發(fā)送方，進而發(fā)送方通過DSP電路輸出序列參數(shù)配置數(shù)據(jù)，調整設置其發(fā)送回路低頻段濾波器和高頻段濾波器參數(shù)到規(guī)定值；h、信號發(fā)送路徑濾波器配置完畢后，按照ITU-T協(xié)議進行其他的初始化配置及測試；j、建立符合要求的通信信道，進入數(shù)據(jù)通信服務狀態(tài)。
全文摘要
一種用于數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)的寬帶數(shù)據(jù)接入電路,包括:匹配及混合網(wǎng)絡,含運放、增益控制電路、濾波器及模數(shù)轉換器的接收回路,含數(shù)模轉換器、濾波器、衰減控制電路及功放的發(fā)送回路及DSP電路,其特征在于:所述濾波器均為可調諧濾波器;還包括一個受控于DSP電路的控制數(shù)據(jù)寄存器組及回波抵消網(wǎng)絡等。其通過信道的自適應調整,在初始化結束時濾波器系統(tǒng)的各個參數(shù)被優(yōu)化為使得下行及上行信道的容量達到最大或預先確定的值,避免了由于產品不兼容引起的誤碼率高或數(shù)據(jù)通訊速率下降的問題。
文檔編號H01P1/20GK1340934SQ0011895
公開日2002年3月20日 申請日期2000年9月2日 優(yōu)先權日2000年9月2日
發(fā)明者尹登慶, 江金光 申請人:華為技術有限公司