專利名稱：固定關(guān)斷時(shí)間功率因數(shù)校正控制器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在受迫開(kāi)關(guān)電源(forced switching power supplies)中用于功率因數(shù)校正裝置的控制裝置。

背景技術(shù)：
通常已知的裝置用途是用于受迫開(kāi)關(guān)電源的主動(dòng)功率因數(shù)校正(PFC)，受迫開(kāi)關(guān)電源用于常用的電子設(shè)備，例如計(jì)算機(jī)，電視機(jī)，監(jiān)視器等，并用于給熒光燈供電，即受迫-開(kāi)關(guān)預(yù)調(diào)節(jié)器步驟，其具有從線路吸收電流的任務(wù)，該電流幾乎是正弦的并且與線電壓同相。因此，電流型受迫開(kāi)關(guān)電源單元包括PFC和連接到PFC輸出的連續(xù)電流到連續(xù)電流的轉(zhuǎn)換器，或DC-DC轉(zhuǎn)換器。
傳統(tǒng)型受迫開(kāi)關(guān)電源單元包括DC-DC轉(zhuǎn)換器和連接到電能分配線的輸入級(jí)，所述輸入級(jí)由全波二極管整流橋和直接連接在下游的電容器構(gòu)成，以便從交流正弦線電壓產(chǎn)生未調(diào)節(jié)連續(xù)電壓。該電容器具有足夠的容量，因而其端子關(guān)于直流電平具有相對(duì)較小的脈動(dòng)。因此，該橋的整流二極管僅傳導(dǎo)線電壓的每個(gè)半周期的一小部分，因?yàn)閷?duì)于大部分周期，后者的瞬時(shí)值小于電容器上的電壓。結(jié)果，該線路吸收的電流將由一系列窄脈沖組成，其寬度是得到的平均值的5-10倍。
這具有顯著的結(jié)果線路吸收的電流的峰值和均方根值(RMS)遠(yuǎn)大于在吸收正弦電流情況下的峰值和均方根值，線電壓通過(guò)脈沖吸收的作用被扭曲，脈沖吸收與所有連接到該線路的安裝幾乎是同時(shí)的，在三相系統(tǒng)的情況下，中性導(dǎo)體中的電流大大增加，并且很少使用電能產(chǎn)生系統(tǒng)的能源潛力(energypotential)。事實(shí)上，脈沖電流的波形在不平衡(uneven)諧波中是非常豐富，盡管所述不平衡諧波不對(duì)傳遞給負(fù)載的功率做出貢獻(xiàn)，它們有助于提高從該線路吸收的有效電流，從而增加了能源損耗。
在數(shù)量上，所有這些都可以用功率因數(shù)(PF)和總諧波失真(THD)來(lái)表示，所述功率因數(shù)定義為實(shí)際功率(電源單元提供給負(fù)載的功率加上以熱量形式在其中耗散的功率)和視在功率(有效線電壓與吸收的有效電流的乘積)之間的比值，所述總諧波失真一般理解為與所有高階諧波相關(guān)的能量和與基波相關(guān)的能量之間的百分比值。通常，具有電容濾波器的電源單元具有0.4-0.6之間的PF和大于100％的THD。
布置在整流橋和DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸入之間的PFC使得能夠從線路吸收幾乎是正弦的并與電壓同相的電流，使得PF接近1并減少了THD。為使升壓轉(zhuǎn)換器正確操作，產(chǎn)生的輸出電壓必須始終大于輸入電壓。在最典型的實(shí)施例中，在PFC預(yù)調(diào)節(jié)器中，輸出電壓以沿其整個(gè)變化間隔(在通用電源的情況下，為從124.5到373.4V)大于線峰值電壓的方式被固定在大約400V。在所謂的“升壓跟蹤器”或“跟蹤升壓(tracking boost)”的另一實(shí)施例中，輸出電壓被設(shè)定為取決于有效輸入電壓的值，但該值仍然大于峰值電壓。
除了這兩個(gè)傳統(tǒng)的PFC預(yù)調(diào)節(jié)器控制方法，即在“平均電流模式”類型的固定頻率(FF)下的脈寬調(diào)制(PWM)，其中電流連續(xù)傳導(dǎo)到電感器中(CCM)，適用于高功率，以及“峰值電流模式”類型的變頻PWM控制，由于系統(tǒng)總是工作在連續(xù)電流模式(CCM)和不連續(xù)電流模式(DCM)之間的邊界上以便將電流傳導(dǎo)到電感器中，所述“過(guò)渡模式”(TM)適合于較低功耗水平，最近所謂的“恒定Toff控制”或“固定關(guān)斷時(shí)間”(FOT)控制越來(lái)越成功，其中Toff是功率晶體管的關(guān)斷時(shí)間。關(guān)注這種方法的原因(尤其是在TM和FF-CCM控制類型之間的選擇往往比較復(fù)雜的臨界功率帶(從150到350W))是因?yàn)樗Y(jié)合了TM方法的簡(jiǎn)單和低成本，傳輸能量的能力(或最佳電流波形因數(shù))，以及注入CCM/FF方法的能量分配線中的低含量射頻。
基本上，F(xiàn)OT方法包括使用“峰值電流模式”類型控制(類似于TM系統(tǒng)的控制)以及控制轉(zhuǎn)換器的電源開(kāi)關(guān)，使得在每個(gè)開(kāi)關(guān)循環(huán)它保持關(guān)斷長(zhǎng)達(dá)一固定時(shí)間，并且用來(lái)調(diào)節(jié)PFC的輸出電壓的反饋僅在開(kāi)關(guān)接通的持續(xù)時(shí)間上操作。
圖1中示意地示出了包括升壓轉(zhuǎn)換器20和控制裝置1的恒定PFC到Toff預(yù)調(diào)節(jié)階段。升壓轉(zhuǎn)換器20包括全波整流橋2，其在輸入處具有交流線電壓Vin；電容器C1(用作高頻的濾波器)，其端子連接到二極管橋2的端子；連接到電容器C1的端子的電感L；功率M晶體管MOS，其漏極端子在電感L下游處連接到電感L的端子，以及其源極端子通過(guò)電阻Rs耦合到地，電阻Rs適于使得在晶體管M中流動(dòng)的電流能夠被讀取；二極管D，其陽(yáng)極連接到電感L和晶體管M的公共端子并且陰極連接到電容器Co，電容器Co的另一端子連接到地。升壓轉(zhuǎn)換器20在電容器Co上產(chǎn)生直流輸出電壓Vout，其是級(jí)聯(lián)連接的用戶級(jí)(例如DC-DC轉(zhuǎn)換器)的輸入電壓。
控制裝置1必須通過(guò)反饋控制動(dòng)作保持輸出電壓Vout為恒定值?？刂蒲b置1包括運(yùn)算誤差放大器3，其適于將輸出電壓Vout的一部分與例如電壓值為2.5V的參考電壓Vref相比較，以及適于產(chǎn)生與它們之間的差異成比例的誤差信號(hào)Se，所述輸出電壓Vout的一部分即由Vr＝R2*Vout/(R2+R1)給出的電壓Vr(其中電阻R1和R2彼此串聯(lián)連接并且與電容器Co并聯(lián)連接)。輸出電壓Vout具有脈動(dòng)和頻率，該頻率是線路頻率的兩倍，并施加在連續(xù)值上。然而，如果通過(guò)使用適當(dāng)?shù)难a(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)誤差放大器的帶寬顯著降低(通常低于20赫茲)，該脈動(dòng)將大大衰減并且誤差信號(hào)將變成恒定的，其中補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)至少包括電容器，并具有幾乎穩(wěn)定的操作，即具有恒定的有效輸入電壓和輸出負(fù)載。
誤差信號(hào)Se被發(fā)送到倍增器4，在倍增器4其被乘以信號(hào)Vi，其中信號(hào)Vi由二極管橋2整流的線電壓的一部分給出。在乘法器4的輸出處存在由整流的正弦波給出的信號(hào)Imolt，其寬度取決于有效線電壓和誤差信號(hào)Se。所述信號(hào)Imolt代表用于調(diào)制PWM的正弦參考。所述信號(hào)是輸入到比較器6的非反相端子的輸入信號(hào)，在比較器6的反相輸入處存在與電流IL成比例的電阻Rs上的電壓。
如果進(jìn)入比較器6的輸入信號(hào)相等，比較器6發(fā)送信號(hào)到控制塊10，控制塊10適于驅(qū)動(dòng)晶體管M并且在這種情況下將其關(guān)斷；因而乘法器的輸出產(chǎn)生晶體管MOS M的峰值電流，該峰值電流的包絡(luò)是整流過(guò)的正弦波。塊10包括置位復(fù)位觸發(fā)器11，其具有是來(lái)自比較器6的輸出信號(hào)的復(fù)位輸入R，是來(lái)自定時(shí)器(timer)13的輸出信號(hào)的輸入設(shè)置S，并具有輸出信號(hào)Q。信號(hào)Q作為輸入被發(fā)送給驅(qū)動(dòng)器12，驅(qū)動(dòng)器12命令晶體管M的接通或關(guān)斷。信號(hào)Q激活定時(shí)器13，在預(yù)設(shè)的時(shí)間段Toff逝去之后，定時(shí)器13發(fā)送脈沖到觸發(fā)器11的輸入設(shè)置S，使晶體管M接通。使用裝置14可以從外部修改時(shí)間段Toff。
在晶體管M被關(guān)斷的時(shí)間段Toff內(nèi)，電感器L釋放其中儲(chǔ)存的能量到負(fù)載上。如果時(shí)間Toff足以使得電感器L在該開(kāi)關(guān)循環(huán)中完全放電，則操作為DCM類型，否則操作為CCM類型。
從線路吸收的電流將是電感器L的電流的低頻分量，即每開(kāi)關(guān)循環(huán)的平均電流(開(kāi)關(guān)頻率分量幾乎完全被位于升壓轉(zhuǎn)換器級(jí)的輸入處的線路濾波器消除，其存在總是符合電磁兼容規(guī)定)。由于電感器電流的包絡(luò)是正弦波，低頻電流將具有正弦趨勢(shì)。控制通過(guò)調(diào)制接通時(shí)間間隔Ton的持續(xù)時(shí)間，而維持關(guān)斷時(shí)間間隔Toff恒定來(lái)起作用，使得預(yù)調(diào)節(jié)器的工作頻率將根據(jù)交流線電壓的變化而一個(gè)循環(huán)到一個(gè)循環(huán)地發(fā)生變化，特別地，它作為senθ的函數(shù)而變化，θ為交流線電壓的相角。
鑒于已公開(kāi)的現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明的目的是提供不同于已知的在受迫開(kāi)關(guān)電源中用于功率因數(shù)校正裝置的控制裝置。


發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明，該目的是通過(guò)在受迫開(kāi)關(guān)電源中用于功率因數(shù)校正裝置的控制裝置來(lái)實(shí)現(xiàn)的，所述用于校正功率因數(shù)的裝置包括轉(zhuǎn)換器，以及所述控制裝置與轉(zhuǎn)換器耦合以從輸入交流線電壓獲得調(diào)節(jié)過(guò)的輸出電壓，所述轉(zhuǎn)換器包括功率晶體管，并且所述控制裝置包括所述功率晶體管的驅(qū)動(dòng)電路，所述驅(qū)動(dòng)電路包括適于設(shè)置所述功率晶體管的關(guān)斷時(shí)間間隔(period)的定時(shí)器，其特征在于所述定時(shí)器與轉(zhuǎn)換器輸入中的交流線電壓耦合，并適于作為轉(zhuǎn)換器輸入中的交流線電壓的值的函數(shù)確定功率晶體管的所述關(guān)斷時(shí)間間隔。



根據(jù)以下具體實(shí)施例的詳細(xì)公開(kāi)本發(fā)明的特征和優(yōu)勢(shì)將變得明確，所述實(shí)施例在附圖中作為非限制性示例示出，其中 圖1示出了根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的PFC預(yù)調(diào)節(jié)級(jí)的示意圖； 圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的PFC預(yù)調(diào)節(jié)級(jí)的示意圖； 圖3a示出了根據(jù)本發(fā)明的控制裝置的定時(shí)器； 圖3b示出了根據(jù)本發(fā)明的控制裝置的另一定時(shí)器； 圖4示出了根據(jù)本發(fā)明的控制裝置中所討論的信號(hào)； 圖5示出了在具有根據(jù)本發(fā)明的控制裝置的PFC預(yù)調(diào)節(jié)器上仿真得到的對(duì)于不同的輸入電壓值下開(kāi)關(guān)頻率的趨勢(shì)； 圖6示出了在具有根據(jù)本發(fā)明的控制裝置的PFC預(yù)調(diào)節(jié)器上仿真得到的對(duì)于不同的輸入電壓值下輸入電流的典型趨勢(shì)； 圖7示出了在具有根據(jù)本發(fā)明的控制裝置的PFC預(yù)調(diào)節(jié)器上仿真得到的對(duì)于不同的輸入電壓值下電感器中的電流脈動(dòng)的典型趨勢(shì)。

具體實(shí)施例方式 在圖2中示意性地顯示了根據(jù)本發(fā)明的恒定ToffPFC預(yù)調(diào)節(jié)級(jí)，其包括升壓轉(zhuǎn)換器20和控制裝置100。圖2中的PFC預(yù)調(diào)節(jié)級(jí)與圖2的PFC預(yù)調(diào)節(jié)級(jí)的不同在于關(guān)于裝置1的控制裝置100包括定時(shí)器130，定時(shí)器130的輸入中除了來(lái)自觸發(fā)器11的輸出信號(hào)Q和來(lái)自裝置14的輸出信號(hào)以外還具有信號(hào)Vi，即構(gòu)成由二極管橋2整流的線電壓的瞬時(shí)值的信號(hào)。對(duì)于圖2中裝置的構(gòu)思是利用“峰值電流模式”控制來(lái)控制PFC級(jí)，其中維持晶體管M關(guān)斷的時(shí)間，即恒定的時(shí)間間隔Toff，但用瞬時(shí)線電壓調(diào)制該時(shí)間間隔。通過(guò)這種方式，可以在每個(gè)線路循環(huán)的情況下保持工作頻率恒定，固定在某個(gè)值，至少直到操作是CCM類型的為止，而不管有效線路電壓和負(fù)載條件。用戶設(shè)定該工作頻率是可能的。
為了調(diào)制時(shí)間Toff以便獲得獨(dú)立于瞬時(shí)線電壓的頻率，在CCM類型的操作假設(shè)下，可以使用在電感器L的端子處的電壓的平衡方程 Ton*Vpksin(θ)＝Toff(Vout-Vpksin(θ)) 其中Ton是電源接通的持續(xù)時(shí)間，Vpk是峰值線電壓，Vout是(調(diào)節(jié)過(guò)的)輸出電壓，θ是線電壓的相角。通過(guò)求解時(shí)間間隔Ton和計(jì)算開(kāi)關(guān)時(shí)間間隔Tsw，可獲得 因此，如果時(shí)間間隔Toff與瞬時(shí)線電壓成比例地變化，即如果Toff＝K*Vpksin(θ)，將得到恒定的并等于K·Vout的開(kāi)關(guān)時(shí)間間隔Tsw。在輸出負(fù)載上作出的隱含假設(shè)是電感器操作是CCM類型的。
在圖3a示出了根據(jù)本發(fā)明的定時(shí)器。所述圖的定時(shí)器130包括電容器Ct，其一般在控制裝置100之外，通過(guò)連接到供電電壓的恒定電流發(fā)生器Ich進(jìn)行充電；電容器Ct具有接地GND的端子。定時(shí)器130包括比較器131，其具有連接到電容器Ct和恒定電流發(fā)生器Ich共有的端子的非反相端子，和連接到電壓V的反相輸入端子；比較器131的輸出是觸發(fā)器11的信號(hào)設(shè)置S。定時(shí)器130還包括開(kāi)關(guān)132，當(dāng)觸發(fā)器的輸出信號(hào)Q為高時(shí)，開(kāi)關(guān)132適于使得電容器Ct能夠放電到地GND；因而在晶體管M的關(guān)斷時(shí)間間隔Toff期間開(kāi)關(guān)132通常是斷開(kāi)的，而在接通時(shí)間間隔Ton期間其是閉合的。當(dāng)電容器Ct上的電壓Vt達(dá)到電壓Vi時(shí)，發(fā)送使得晶體管M能夠接通的信號(hào)設(shè)置S；因?yàn)閂i＝Ich*Toff/Ct以及Vi＝K*Vpksin(θ)，得到Toff＝Ct*K*Vpksin(θ)/Ich，因此開(kāi)關(guān)時(shí)間間隔是Tsw＝K*Ct*Vout/Ich，其是恒定的，因?yàn)镮ch和Vout是恒定的。如果電容器Ct在控制裝置100的外部，開(kāi)關(guān)時(shí)間間隔Tsw的校準(zhǔn)取決于因數(shù)K和Ct。
在圖3b中示出了根據(jù)本發(fā)明的另一種類型的定時(shí)器130。所述圖的定時(shí)器130不同于前一附圖的定時(shí)器，僅因?yàn)殡娙萜鰿t在控制電路100的內(nèi)部，并且從外部通過(guò)電阻Rt定義電流Ich，電阻Rt連接到地GND和運(yùn)算放大器133的反相輸入，運(yùn)算放大器133在非反相輸入具有參考電壓Vref并且其輸出連接到雙極型晶體管Q3的基極端子，雙極型晶體管Q3的發(fā)射極端子連接到放大器133的反相輸入端子以及集電極端子連接到反射鏡(mirror)Q1-Q2，反射鏡適于將在電阻Rt上存在的電流Ich反映到電容器Ct上。在這種情況下，因?yàn)镮ch＝Vref/Rt，開(kāi)關(guān)時(shí)間間隔Tsw的校準(zhǔn)取決于因數(shù)K和Rt。在圖4中示出了信號(hào)Vi，S，R，Q、來(lái)自驅(qū)動(dòng)器12的輸出信號(hào)F和信號(hào)V(Rs)的趨勢(shì)，V(Rs)是電阻Rs上的電壓。
利用“峰值電流模式”控制，電感器L中的電流峰值的包絡(luò)是正弦波。線電流(即電感器中電流的低頻分量)可以通過(guò)評(píng)估作為相角θ(0<θ<π)的函數(shù)(infunction of)的每個(gè)開(kāi)關(guān)循環(huán)中電流的平均值來(lái)確定。該平均值可作為峰值減去二分之一脈動(dòng)的差值而獲得 根據(jù)定義，Ipeak(θ)＝Ipk·sin(θ)；對(duì)于脈動(dòng)，將獲得 其中ρ表示比值pk/Vout，考慮到Tsw＝K·Vout，則變成 正如預(yù)料的，該表達(dá)式與在恒定頻率下運(yùn)行在CCM的升壓PFC的已知表達(dá)式是一致的。類似地，當(dāng)瞬時(shí)線電壓等于輸出電壓的一半時(shí)，即對(duì)于ρ·sin(θ)＝0.5，獲得ΔI(θ)的最大寬度，并且該最大寬度將等于 最終，線電流具有以下形式 并且因此，該線電流將具有失真，參數(shù)ρ越大，失真的寬度就越大。因而，該失真在低的線電壓下將較小，而在高的線電壓下更加被加強(qiáng)。
應(yīng)當(dāng)指出的是，將得到CCM操作，直到 也就是 否則，為DCM操作。如果分?jǐn)?shù)的分子是負(fù)的，上述條件將永遠(yuǎn)得到滿足，因此將在整個(gè)線路循環(huán)內(nèi)將為CCM操作。因此，貫穿整個(gè)線路循環(huán)的恒定CCM操作以及因此恒定頻率的條件是 Vout·ρ-Ipk·L·fsw≤0。
如果后一個(gè)條件或前一個(gè)條件得不到滿足，則存在將獲得DCM操作的線路循環(huán)區(qū)域。在這種情況下，在該區(qū)域內(nèi)系統(tǒng)用恒定的Ton運(yùn)行，該Ton可從下式獲得 并且系統(tǒng)不再處于恒定頻率。仍然在該區(qū)域，開(kāi)關(guān)時(shí)間間隔將是 同時(shí)去磁的持續(xù)時(shí)間將是 并且因此電感器中的電流的傳導(dǎo)占空比將是 最后，電感器的平均電流將由下式給出 需要記住的是，實(shí)際中是不可能有Toff>Toffmin的，在線電壓的零值周圍存在一區(qū)域，其中開(kāi)關(guān)頻率將返回為幾乎是恒定的。
通過(guò)記得如果考慮線電壓Vpk·sin(θ)＝ρ·Vout·sin(θ)與線電流Iavg(θ)的乘積的平均值，后者將等于傳送功率Pin，來(lái)確定Ipk值。因此，如果對(duì)于CCM操作達(dá)到比值sinθ，并且整個(gè)線路循環(huán)中只有CCM操作 通過(guò)展開(kāi)積分和展開(kāi)關(guān)于Ipk求解的Pin表達(dá)式，可獲得 線電壓的峰值將等于Iavg(θ)，其中θ＝π/2 應(yīng)當(dāng)注意的是，第一加項(xiàng)正是2·Pin/Vpk項(xiàng)，其是在非失真狀態(tài)下的峰值電流的典型表達(dá)式。
在電感器Ipk中，在最小線電壓處并且在最大負(fù)載的情況下評(píng)估的最大脈動(dòng)ΔImax和峰值電流之間的比值(由Kr表示的典型設(shè)計(jì)參數(shù))由下式給出 據(jù)此可以得到所需的電感值 通過(guò)替代在完全CCM操作的先前比值中的L值，考慮為Ipk得到的表達(dá)式，獲得 對(duì)于指定的(assigned)系統(tǒng)，即其中L，fsw，Vout已知，對(duì)于給定的輸入電壓，即通過(guò)指定的ρ，可以用輸入功率Pin表示條件，或者對(duì)于指定的電壓Pin，可以用輸入電壓表示條件。
作為設(shè)計(jì)公式，對(duì)于指定的最大功率Pinmax，希望確保至少在最小線電壓的操作完全是CCM。這個(gè)條件可以轉(zhuǎn)化為系數(shù)Kr在最大值的條件，得到 另一個(gè)設(shè)計(jì)標(biāo)準(zhǔn)可以是要求整個(gè)循環(huán)中的滿負(fù)載操作是CCM類型的，即使在最大輸入電壓。最后，得到 如果總是操作CCM的條件不能被滿足，在比值sinθ的基礎(chǔ)上，可以定義過(guò)渡角α，其標(biāo)志從CCM過(guò)渡到DCM，反之亦然(對(duì)于α<θ<π-α為CCM，對(duì)于θ<α和θ>π-α為DCM) 此處，應(yīng)該注意，Ipk并非由在完全CCM操作的情況下首次確定的表達(dá)式給出。在目前的混合CCM-DCM操作的情況下，Ipk可以由功率Pin表達(dá)式確定。
圖5示出了圖2中電路的實(shí)際實(shí)施例的開(kāi)關(guān)頻率的典型趨勢(shì)，其中塊130是由對(duì)于三個(gè)不同的參數(shù)值ρ ρmin，ρ和ρmax的圖3a或3b中的任一調(diào)制器構(gòu)成，所述參數(shù)值對(duì)應(yīng)于通用電源系統(tǒng)(88-264Vac)中的最小輸入電壓，最大輸入電壓和平均輸入電壓。
圖6和7示出了圖2中電路的實(shí)際實(shí)施例的輸入電流Iavg和電感器的電流脈動(dòng)的ΔI的典型趨勢(shì)，其中塊130是由對(duì)于三個(gè)不同的參數(shù)值ρ ρmin，ρ和ρmax的圖3a或3b中的任一調(diào)制器構(gòu)成，，所述參數(shù)值對(duì)應(yīng)于通用電源(88-264Vac)系統(tǒng)中的最小輸入電壓，最大輸入電壓和平均輸入電壓。
權(quán)利要求
1.一種在受迫開(kāi)關(guān)電源中用于功率因數(shù)校正裝置的控制裝置，所述用于校正功率因數(shù)的裝置包括轉(zhuǎn)換器(20)并且所述控制裝置(1)與該轉(zhuǎn)換器耦合以從輸入交流線電壓(Vin)獲得輸出調(diào)節(jié)電壓(Vout)，所述轉(zhuǎn)換器(20)包括功率晶體管(M)并且所述控制裝置(1)包括所述功率晶體管的驅(qū)動(dòng)電路(3，4，6，10)，所述驅(qū)動(dòng)電路包括定時(shí)器(130)，所述定時(shí)器適于設(shè)置所述功率晶體管(M)的關(guān)斷時(shí)間間隔，其特征在于所述定時(shí)器與該轉(zhuǎn)換器的輸入中的交流線電壓(Vin)耦合，并適于確定作為該轉(zhuǎn)換器的輸入交流線電壓(Vin)的函數(shù)的功率晶體管的所述關(guān)斷時(shí)間間隔。
2.如權(quán)利要求1所述的控制裝置，其特征在于所述轉(zhuǎn)換器包括適于整流所述交流線電壓的裝置，以及所述定時(shí)器適于確定作為來(lái)自該整流裝置的電壓輸出值的函數(shù)的功率晶體管的所述關(guān)斷時(shí)間間隔。
3.如權(quán)利要求2所述的控制裝置，其特征在于所述定時(shí)器(130)包括電容器(Ct)，其由恒定電流充電，并且當(dāng)?shù)剿鲭娙萜鞯亩俗拥碾妷旱扔趤?lái)自該整流裝置的輸出電壓值時(shí)，適于確定所述關(guān)斷時(shí)間間隔。
4.如權(quán)利要求2所述的控制裝置，其特征在于當(dāng)?shù)脚c所述控制裝置相關(guān)聯(lián)并由直流充電的電容器的端子的電壓值等于來(lái)自整流裝置的輸出電壓值時(shí)，所述定時(shí)器(130)適于確定所述關(guān)斷時(shí)間間隔。
5.一種在受迫開(kāi)關(guān)電源中用于校正功率因數(shù)的裝置，所述用于校正功率因數(shù)的裝置包括如權(quán)利要求1至4中任一項(xiàng)定義的轉(zhuǎn)換器和控制裝置。
全文摘要
公開(kāi)了在受迫開(kāi)關(guān)電源中用于功率因數(shù)校正裝置的控制裝置；校正功率因數(shù)的裝置包括轉(zhuǎn)換器(20)，并且所述控制裝置(1)耦合到轉(zhuǎn)換器以從輸入交流線電壓(Vin)獲得調(diào)節(jié)輸出電壓(Vout)。該轉(zhuǎn)換器(20)包括功率晶體管(M)以及控制裝置(1)包括所述功率晶體管的驅(qū)動(dòng)電路(3，4，6，10)；驅(qū)動(dòng)電路包括定時(shí)器(130)，其適于設(shè)置所述功率晶體管(M)的關(guān)斷時(shí)間間隔。定時(shí)器耦合到轉(zhuǎn)換器輸入中的交流線電壓(Vin)，并適于確定作為轉(zhuǎn)換器輸入中的交流線電壓(Vin)的函數(shù)的功率晶體管的關(guān)斷時(shí)間間隔。
文檔編號(hào)G05F1/70GK101506752SQ200680055547
公開(kāi)日2009年8月12日 申請(qǐng)日期2006年8月7日 優(yōu)先權(quán)日2006年8月7日
發(fā)明者C·阿德拉格納 申請(qǐng)人:意法半導(dǎo)體股份有限公司