專利名稱：加密情況下在所有條件下工作的雙頻全球定位系統(tǒng)接收機的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及GPS或GLONASS類型的導(dǎo)航系統(tǒng)。
在這些系統(tǒng)中，諸衛(wèi)星發(fā)送諸載波，它們具有由諸偽隨機代碼所提供的諸時標(biāo)。諸載頻以及諸代碼由相同的參考時鐘加以規(guī)定。
在接收過程中，(電磁)波的傳播時間在偽隨機代碼(PRN代碼)中表現(xiàn)為時間延遲的形式，而在該載頻中則表現(xiàn)為相位移的形式。在存在沿著該接收機/發(fā)射機的軸線(視線)的相對運動時，由于多卜勒效應(yīng)，使得在載頻中也出現(xiàn)頻移。
基于這些傳播時間(代碼和載頻)的三角測量使得該接收機的位置能夠被確定。這以關(guān)于該發(fā)射機的參考時鐘以及諸衛(wèi)星在其軌道上的位置為先決條件。為此，諸衛(wèi)星也發(fā)送被稱為“導(dǎo)航消息”的適當(dāng)?shù)闹T信號。最后，由于諸載頻和諸代碼具有一種周期性，所以在位置測定中常常會出現(xiàn)含糊不清現(xiàn)象，可以用各種已知方法來去除這種含糊不清現(xiàn)象。
存在各種誤差來源它們中的某些跟通過對流層或電離層有關(guān)，這通常會影響(電磁)波的傳播速度；其他誤差來源是由于到達于該接收機的無線電波的傳播路徑不是直線性的，還有就是該接收機檢出的是由于各種反射物的阻擋而形成的不同路徑(的反射波)的組合，這通常是來源于該接收天線的相鄰區(qū)域。這被稱為多徑誤差其他不希望有的諸路徑被疊加在該直接路徑(最短的一條)之上。
該GPS系統(tǒng)向每一顆衛(wèi)星提供用以發(fā)送的該相同代碼(P代碼)，它在兩個載頻上被同步于該發(fā)射機。在一個使用這兩個載頻的諸信號的雙頻接收機中，某些誤差，特別是那些與電離層有關(guān)的誤差，由此可以被減少或消除。作為一種規(guī)律，位置測定的精度因此而明顯地改善。而且，由此也使含糊不清現(xiàn)象的去除變得更容易。
但是，對該P代碼的訪問受到施加于其上的密碼的限制，根據(jù)美國政府的倡議，經(jīng)常需要這樣做。
在這種情況下，可以求助于使用另一種基本上精度較低并且不加密的代碼(C/A代碼)的“單頻的”諸接收機。由于P代碼加密的某些特性已被公開，正如在下面將要看到的那樣，同樣有可能部分地利用該已加密的P代碼(在這里被表示為P(Y))去設(shè)計“雙頻的”諸接收機。
然而，在最近一段時間內(nèi)，“單頻的”接收機已經(jīng)取得很大的進展。若一部單頻接收機使用該加密的P(Y)代碼之后，所提供的性能明顯地優(yōu)于所增加的價格，即明顯地提高了性能價格比，則這部單頻接收機就是唯一感興趣的。
這就是本發(fā)明的作用所在。
一般來說，一部雙頻接收機包括高頻接收裝置，用以接收具有兩個由一組偽隨機代碼(類似于該GPS的P(Y)代碼)進行倒相調(diào)制的載頻的諸無線電導(dǎo)航信號，并且為這兩個各自的載頻提供兩組數(shù)字化輸出(L1,L2)。它還包括一個發(fā)生器，用以產(chǎn)生對應(yīng)于所述代碼P(Y)中的一個最小部分的一組代碼(P)的第一和第二拷貝，還有一個用以產(chǎn)生這兩個載頻的本機映像頻率的發(fā)生器。相關(guān)運算裝置執(zhí)行介于該第一數(shù)字化輸出(L1)以及該第一代碼拷貝之間，以及介于該第二數(shù)字化輸出(L2)以及該第二代碼拷貝之間的準(zhǔn)時的和辨差的相關(guān)運算。然后由其他裝置產(chǎn)生該相關(guān)裝置的準(zhǔn)時的與辨差的輸出的正交變換。最后，提供一種處理裝置，它根據(jù)所述的各自的辨差正交輸出，鎖定該第一和第二代碼的拷貝，還根據(jù)各自的準(zhǔn)時的正交輸出，去鎖定這兩個載頻的映像頻率(image)，并且使用來自這些控制操作所帶來的時間信息以測定該接收機的位置。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，在每一個相關(guān)運算和正交變換裝置之間，該接收機具有一個低通濾波器級，其后面跟隨著再采樣器。這個低通濾波器最好匹配于該第一和第二拷貝的實際代碼((P(Y))與該基代碼(P)之間的差值的頻譜。
而且，在該GPS系統(tǒng)中，所述諸載頻中的第一個被另一個較短的偽隨機代碼(C/A)進行倒相調(diào)制?；旧?，該接收機因而含有這個其他代碼的拷貝的一個發(fā)生器，該第一載頻的本機映像頻率的一個發(fā)生器，以及為執(zhí)行該第一數(shù)字化輸出(L1)與這個其他代碼(C/A)的拷貝的準(zhǔn)時的和辨差的相關(guān)運算而安排的其他相關(guān)運算裝置。并且根據(jù)該辨差相關(guān)運算(的結(jié)果)安排該處理裝置去首先鎖定這個其他代碼的拷貝，以及根據(jù)該準(zhǔn)時的相關(guān)運算(的結(jié)果)去鎖定該第一載頻的映像頻率，以便預(yù)先設(shè)置該第一和第二代碼的拷貝的所述控制操作。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，這兩個第一載頻的映像頻率的發(fā)生器是完全獨立的。
而且，該運算裝置隨后可以被安排去連續(xù)地使用正在被處理的諸衛(wèi)星的所有代碼和所有載頻的所有可觀測的測量(結(jié)果)。
在實行本發(fā)明的一種有利的方法中，提供了下列諸特征中的一部或全部該正交變換裝置，包括在該輸出端處的數(shù)字積分器；該低通濾波器用一個時鐘頻率約為25 MHz的數(shù)字濾波器來實現(xiàn)，后面跟隨著一個再采樣器，其采樣頻率大約比前者低10倍；借助于一個具有截斷功能的線性遞歸濾波器來實現(xiàn)該低通濾波器，其中，該濾波器最好對應(yīng)于一個遞歸方程式y(tǒng)n=yn-1+k(xn-yn-1)式中，xn,yn-1和yn分別是當(dāng)前輸入采樣點，上一個輸出采樣點以及更新的輸出采樣點；該近似的代碼是該P代碼，而該實際代碼則是該P(Y)代碼，所述低通濾波器的截止頻率約為250 kHz；介于該代碼的近似值(P)以及該實際代碼P(Y)之間的差值是一組加密代碼(W)，其時鐘頻率為已知，至少是近似地知道，該再采樣頻率至少是這個加密代碼(W)的時鐘頻率的兩倍。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，該正交變換裝置被安排去將該相關(guān)運算裝置的該準(zhǔn)時的和辨差的輸出中的每一個選擇性地乘以這兩個準(zhǔn)時的輸出中的一個，最好是乘以涉及該第一載頻的該準(zhǔn)時的輸出。
本發(fā)明的各種特征產(chǎn)生一種巧妙設(shè)計的接收機，借助于一種具有若干層次的模塊結(jié)構(gòu)使之變?yōu)榻?jīng)濟可行，這方面的問題后面將要提到。
通過考察以下的詳細說明以及諸附圖，本發(fā)明的其他特征和優(yōu)點將被公開，在附圖中-

圖1表示本發(fā)明所采用的一部雙頻接收機的部分詳圖(高頻接收)；-圖2是圖1中的接收機的一部分的圖，表示圖1中的單元30的細節(jié)；
-圖3和4表示圖2中的接收機的兩個細部；-圖5表示跟圖1相同的圖，但其中某些部分以一種不同的方法(單元230)作更詳細的表示；-圖6是圖5中的單元230的更詳細的圖；-圖7到圖10是圖6中的部件P7到P10，但更詳細一些；-圖11表示一部接收機，它被組裝用于進行幾顆衛(wèi)星的信號處理；以及-圖12A和12B是兩份有助于理解本發(fā)明的圖。
實質(zhì)上，諸附圖都屬于一種確定的類型。因此，它們不僅用于更好地理解本說明書，而且根據(jù)需要也對本發(fā)明的界定作出貢獻。
以下的詳細說明涉及該GPS系統(tǒng)，本發(fā)明的應(yīng)用不會損害其他未來的或者現(xiàn)有的系統(tǒng)，其中一種就是GLONASS。
如圖所示，例如，在專利US-A-5 576 715中，一個GPS衛(wèi)星發(fā)送-一個被稱為“L1”的載頻，它具有1575.42 MHz的頻率，按下列方式進行調(diào)制●它的“同相”分量被一組稱為“C/A”(用于“粗采集”或“細采集”)的公共PRN代碼進行倒相調(diào)制(二相或BPSK調(diào)制)，其周期或長度為1023位，時鐘頻率為1.023 MHz；以及●它的“同相正交”分量被一組稱為“P”(精確)的公共PRN代碼進行二相調(diào)制，該公共的PRN代碼具有一個較高的時鐘頻率(10.23MHz)以及一個十分長的長度(大約7天)。
-一個被稱為“L2”的載頻。它具有1227.60 MHz的頻率，用與上面相同的P代碼進行二相(BPSK)調(diào)制，-而且，這兩個載頻也被載有該“導(dǎo)航消息”的50 Hz二進制信號流以低速率進行調(diào)制。
所有這些頻率和時鐘頻率都按照兩個整數(shù)的比值建立相互聯(lián)系。例如，設(shè)f0=10.23 MHz，則該C/A代碼的時鐘速率為f0/10,L1的值為f0×154，并且L2的值為f0×120。因此，所有的頻率和時鐘頻率都來源于相同的參考時間(f0或另一個)。簡單地說，在發(fā)射過程中，所有的都保持同步。
根據(jù)美國政府的倡議，用一組稱為W代碼的保密代碼來調(diào)制P代碼，就能夠保護該P代碼(反欺騙)。所得到的加密代碼被稱為該P(Y)代碼，通常縮寫為該Y代碼。事實上，這種保護被頻繁地使用。而在開始時人們認為它會使得該Y代碼變?yōu)闊o用。
這也就是為甚麼已經(jīng)建立“民用的”單頻GPS接收機的理由，這就是說，僅僅使用該載頻L1的該C/A代碼。
1997年10月2日申請的題為“改進的無線電導(dǎo)航接收機，特別是屬于GPS類型的”的法國專利說明書No.97 12 283，打算檢出介于每一顆衛(wèi)星以及該接收機之間的多徑的情況，這些情況似乎干擾了在該接收機中所進行的位置測定。在該文中描述的該GPS接收機是一種單頻型的。
對那些得以接觸該保密的W代碼的人們來說，當(dāng)然知道如何去建立使用該P(Y)代碼進行工作的雙頻接收機。但問題在于對那些沒有接觸這種保密的W代碼的人們來說，如何在該雙頻接收機中使用該P(Y)代碼。
存在于使用該載頻L2的雙頻接收機中的初始方案完全忽略了該P(Y)代碼(“無代碼”接收機)。事實上，要注意的是，當(dāng)該信號被提升到二次方(“平方”)時，該倒相調(diào)制便消失了。隨著它被接收，在進行平方運算之后，同步于該載頻L2再次成為可能。然而，眾所周知，伴隨著倍頻效果的平方運算帶來許多缺點-通過跟一組已知代碼的標(biāo)稱的接收進行比較，出現(xiàn)正交損失。從下文中將看到，這些損失跟輸入帶寬成正比；-相位分辨率的含糊性降低到半個分辨率，而不是一個分辨率，后者將提升該含糊性的任務(wù)增加為兩倍；-最后，從不同衛(wèi)星發(fā)出的諸信號之間可能出現(xiàn)干擾。事實上，平方運算重新構(gòu)成諸純載頻(在兩倍頻率上)；這些載頻可以互相同步，并且該代碼不再在它們之間起區(qū)分作用。
比值C/N0在平方之前每減少1dB正交損失就增加1dB。這個比值C/N0被定義為該載頻(在接收時)的功率與該噪聲的譜密度之比，并且以dB·Hz為單位進行測量。例如，考慮這樣一種情況輸入帶寬為20 MHz,在該輸入端處的比值C/N0為40 dB·Hz；這里出現(xiàn)的正交損失為30dB，并且最后，在該輸出端處的比值C/N0約為10 dB·Hz。類似地，若輸入帶寬為為20 Mhz，在該輸入端處的比值C/N0為50 dB·Hz，該正交損失為20 dB，則最后在該輸出端處的比值C/N0為30 dB·Hz。這些例子表明，在輸入端處10 dB的變化將在該輸出端處產(chǎn)生一個20 dB的變化。
最近已經(jīng)注意到，該W保護代碼具有約為500 kHz的時鐘頻率，明顯地低于該P代碼的時鐘頻率，它可以被寫成代碼Y(10.23 Mhz)=代碼P(10.23 Mhz)+代碼W(500kHz)在上式中，符號“=”表示模2相等。這個信息開辟了新的可能性。
首先，即使已接收的諸信號是屬于該P(Y)類型(其表示法通常縮寫為Y)，也有可能使用該P代碼。以這種方式設(shè)計的雙頻接收機通常在存在不加密的P代碼的條件下進行工作。當(dāng)出現(xiàn)密碼時，它可以轉(zhuǎn)換到該“平方運算”模式。
取代平方運算，為了避免上述的含糊性的倍增，可以在諸通道L1和L2之間進行互相關(guān)運算，二者之間的偏移為一個可以被互鎖定的可變延時。
所有這些解決方案應(yīng)當(dāng)保持一個寬的通帶(對于未知的Y代碼來說，其量級為20 MHz)，為了保存有用的調(diào)制信號，這個帶寬可以高達該平方運算或者該互相關(guān)運算的組分乘積。正如已經(jīng)說明的那樣，這將產(chǎn)生一個與該帶寬成正比的嚴重地惡化了的信號/噪聲比。
但是已經(jīng)觀察到針對該P代碼進行的下列相關(guān)運算，已接收的諸信號具有一個帶寬，它已經(jīng)按照大約20(10.23/0.5)的比值被降低。這就導(dǎo)致了在硬件方面的經(jīng)濟性，并且，最重要的是一個13 dB量級的增益(在平方運算或互相關(guān)運算之后)，更不用說，該加密代碼以及衛(wèi)星之間的載頻干擾一般地得以避免。
上述這些想法在設(shè)計上并不困難，但實施起來就需要更多的技巧。它們的或多或少的全面應(yīng)用見諸下列專利US-A-4 972 431(KEEGAN-MAGNAVOX),US-A-5 535 278(CAHN等-MAGNAVOX),US-A-5 541 606(LENNEN-TRIMBLE)，或者EP-A-0 508 621(LORENZ等-ASHTECH)。
跟那種情況相比較，電離層誤差的影響在于，來自同一顆衛(wèi)星，調(diào)制該載頻L2的P(Y)代碼跟調(diào)制該載頻L1的P(Y)代碼相比，前者到達接收機的時間要延遲一些。對這種時間滯后的處理提出了嚴重的問題，使得對所有已接收的諸代碼和諸載頻都得實施控制操作，并且對每一顆正在被處理的衛(wèi)星來說，都是這樣的情況。對這些問題的詳細考慮已超出本說明書的范圍。
現(xiàn)在說明實現(xiàn)本發(fā)明的一種方法。
在圖1中，該天線A被連接到兩個接收模塊10-1和10-2，它們分別地專用于兩個載頻L1和L2。
對載頻L1來說，該模塊10-1(總的參考)開始于一個天線放大器101，其后跟隨著一個調(diào)諧于1575.42 MHz的濾波器102。除了諸頻率部件之外，其余部分由一個積分電路模塊構(gòu)成。這個模塊開始于一個放大器103，其后跟隨著一個外部濾波器104，它被調(diào)諧到跟濾波器102相同的頻率上。跟隨于其后的是一個混頻器105，其本機信號輸入端接收一個壓控振蕩器(VCO)107的輸出，該壓控振蕩器工作于1400 MHz，并且由一個鎖相環(huán)(PLL)108進行控制。
這個鎖相環(huán)(PLL)108從一個外部石英晶體單元20那里接收一個20 MHz的參考信號，附帶地說一下，要注意的是，所述鎖相環(huán)也提供一個外部40 MHz(或50 MHz)輸出，用以控制跟隨在后面的該信號處理器(DSP)。它還包括一個內(nèi)部/外部輸出，它提供一個100 MHz的采樣率(若這是下游采樣率，則為20 MHz)。
混頻器105的輸出送往一個調(diào)諧于175.42 MHz的外部濾波器109。它的輸出送往一個可變增益放大器110，其后跟隨著另一個調(diào)諧于175.42 MHz的外部濾波器111，并且最后跟隨著一個模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)112，它具有兩個輸出位。根據(jù)通常的表示法，分別被表示為LSB和MSB。這些信號LSB和MSB，以及該放大器103的輸出，被送往一個模塊30，后者負責(zé)處理(被調(diào)制)在該第一載頻L1之上的諸信號。
該PLL單元108的100 MHz輸出被用來作為該轉(zhuǎn)換器112的時鐘CLK，并且在如上所述的實現(xiàn)本發(fā)明的該方法中，被用來控制一個放大器113，它向該單元30提供相同的時鐘信號CLK。
該模塊30的輸出，以及來自該單元108的該40 MHz時鐘頻率，經(jīng)由一個多通道接口97，送往一個處理器DSP 99A，后者形成一個負責(zé)以一種已知方法實現(xiàn)接收機的位置計算的總處理單元99的一部分。而且，正如將在下面看到的那樣，該處理單元99含有大多數(shù)的載頻和代碼互鎖定裝置。
到現(xiàn)在為止所說到的諸部件，全都位于圖1中的粗虛線的上方，形成一部僅工作在該載頻L1以及該C/A代碼之上的單頻接收機。
在1997年10月2日申請的、題為“改進的無線電導(dǎo)航接收機，特別是屬于GPS類型”的法國專利申請No.97 12 283中，說明了獲得一部這樣的接收機的詳細方法。
圖2,3和4都取自上述專利申請。但是，圖2是一份基本圖，圖中所示的諸部件都涉及該總處理單元99。一個用以限定圖1中的模塊30的虛線框因此被添加到圖2之中。在這里所描述的實施例中，那就是這個框的右邊，特別是該鎖相環(huán)PLL部件40，該延時鎖定環(huán)DLL部件50和59，以及該裝置84(在FR 97 12 283中所描述的一個代碼設(shè)置表)，都由該處理器99A以軟件的形式實現(xiàn)。為了跟前面的申請保持一致，該管理/決策單元90已經(jīng)被保留，應(yīng)當(dāng)被添加到其上的是該框30的右邊。因此，這里該單元90包括一個通道接口(被收入到單元30里面)，然后就是針對該C/A代碼的多通道接口97(在圖2中沒有示出諸接口，以便不使該圖發(fā)生改變)，以及該處理器DSP 99A。
圖2中的器件120，連同該轉(zhuǎn)換器112被詳細說明于圖3。諸電路32A,32B,32C中每一個的細節(jié)，在圖4中以參考號碼32給出。
眾所周知，在GPS接收機中所涉及的技術(shù)特別復(fù)雜。因此，為了簡化本說明書，關(guān)于圖1中的諸部件10、20、尤其是30的組成和工作，簡單地參考前面的專利申請。因此，法國專利申請97 12 283的說明性的內(nèi)容作為參考文獻被收入本說明書。在本說明書中，它們將全部地或部分地被重新結(jié)合，這要視具體情況而定。
現(xiàn)在考慮圖1中的接收機的下半部分，由于它使該第二載頻L2發(fā)揮作用，所以它成為“雙頻的”接收機。
該模塊10-2使用跟模塊10-1相同的積分電路模塊，其余部分都與此類似。所涉及的差異一方面是諸濾波器102-2,104-2,109-2和111-2的中心頻率，該載頻L2為1227.6 MHz，以及L1為1575.42MHz。另一方面，對諸業(yè)務(wù)信號來說，并沒有獨立地產(chǎn)生一個本機信號，并且，如同在該電路10.1中那樣，該混頻器105.2接收準(zhǔn)確地相同的本機的1400 MHz信號；諸部件107.2和108.2是不起作用的；最后，在上半部的PLL級108-1的輸出端處可得到的該100 MHz頻率在這里被簡單地重復(fù)，作為用于該轉(zhuǎn)換器112-2的時鐘頻率，并且經(jīng)由該放大器113-2，將該電路113-2的100 Mhz時鐘輸出CLK送往該單元230。
這個單元230不僅接收在該模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器112-2輸出端處的MSB和LSB兩位，而且還接收在該模塊10-1的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器112-1的輸出端處的MSB和LSB兩位。
圖5表示根據(jù)本發(fā)明的該雙頻接收機的另一份總圖。圖1表示諸模塊10-1和10-2的諸細節(jié)，圖5詳細地表示該部件230的細節(jié)，該部件通過處理該P代碼，提供雙頻功能，而上述部件30則處理該C/A代碼。
如圖1、5、6和7所示，該模塊230被分解為兩個公共的初始級2120，以及專用于一顆衛(wèi)星的諸通道2300。它一方面接收該模塊10-1的數(shù)字化輸出L1，另一方面接收該模塊10-2的數(shù)字化輸出L2。為了保留有意義的表示法，以及避免額外的復(fù)雜性，這些數(shù)字化輸出都用與它們相關(guān)聯(lián)的該載頻相同的符號來表示；同樣，在該模塊230里面，對來自L1和L2的諸信號分別地進行同一的或相似的操作的諸單元，將用后綴L1或L2加以區(qū)分。需要弄明白的是，該P(Y)代碼是在所產(chǎn)生的該P代碼的拷貝的基礎(chǔ)上進行處理的。
這些數(shù)字化輸出L1和L2是由該天線從所有能被檢出的諸衛(wèi)星那里接收的諸信號的幅度和相位的代表。該模塊230也直接地和/或經(jīng)由該模塊10-1，從該時鐘發(fā)生器20接收不同的時鐘信號。這些時鐘輸出全都涉及同一個參考時基，在這個意義上它們被同步。
如圖5、6和7所示，該模塊10-1的數(shù)字化輸出L1被施加到該單元2120L1，它含有一個工作于+420 kHz的數(shù)字式單邊帶混頻器，其后跟隨著一個基帶變頻器2123L1。對于該模塊30的輸入來說，這些電路跟圖3所示的表示為121和123(被分解為123 I和123 Q)的那些電路是相同的；所標(biāo)注的參考數(shù)字也是相同的。它們的工作情況在前面的申請97 12 283中已作了描述。
該電路2123L1的基帶輸出(25MHz)被分解為一個同相分量(Ⅰ)，它被標(biāo)注為I_BB_L1，以及兩個同相正交分量(Q)，它們被標(biāo)注為Q_BB_L1和QT_BB_L1。一方面諸同相分量，以及另一方面諸同相正交分量，都是在不同的諸瞬時，從該25 MHz時鐘信號中獲得的(如圖3所示)。該信號Q_BB_L1經(jīng)受附加的濾波，在濾波之后，它具有與該I_BB_L1相同的延時(用于該代碼鑒別器的一種必要的標(biāo)準(zhǔn))。與此相對照，由于在該通帶中的相同的同相和同相正交諸分量需要被用來進行該正交乘法運算，這將在后面加以說明，這就是說，它們應(yīng)當(dāng)具有相同的噪聲傳遞函數(shù)，而且不出現(xiàn)一個直流分量，所以第二同相正交分量QT_BB_L1不經(jīng)受這種重新處理而保持原樣。
現(xiàn)在考慮圖5、6和8，在這3張圖中，除了下述諸點以外，該輸入單元2120L2都是相同的-該單邊帶混頻器2121L2在一個-2.6 MHz的頻率上被實現(xiàn)，以便在經(jīng)過通帶變頻之后，恢復(fù)跟先前一樣的25 MHz的工作頻率；以及-不存在第二同相正交通道QT。
人們將看到，在諸單元2120L1和2120L2之后，在兩種情況下所獲得數(shù)字信號是可以直接地進行比較的(若那是可能的話，則它是不真實的，因為該有用信號被嵌入到該噪聲之中，并且在諸衛(wèi)星之間一直無法進行區(qū)分)。
介于諸衛(wèi)星之間的區(qū)分開始于該相關(guān)運算，現(xiàn)在對此進行說明。首先，假定存在一個關(guān)于從被考慮的該衛(wèi)星接收的該PRN代碼相對于該本機時鐘的時間延遲的估計，或者，作一種殊途同歸的假設(shè)，即，存在這顆衛(wèi)星的PRN代碼的一個本機拷貝，隨著它被接收，得到一個被定名為準(zhǔn)時的(P)拷貝。它還假設(shè)一個辨差的拷貝(D)被導(dǎo)出來，也被定名為E-L(“早的減去遲的”)，因為它可以被分析為介于一個相對于該準(zhǔn)時的拷貝的一個“早的”拷貝以及一個“遲的”拷貝之間的差值(3種狀態(tài)-1,0,+1)。
用該準(zhǔn)時的拷貝來實現(xiàn)該準(zhǔn)時的相關(guān)運算；可以用這兩個辨差的拷貝，或者甚至用基于該早的和遲的拷貝而分別進行的兩次相關(guān)運算的差值來進行該辨差的相關(guān)運算。這個辨差的相關(guān)運算被用來產(chǎn)生鎖定于該代碼的時間跟蹤。一方面，該準(zhǔn)時的相關(guān)運算被特別地用來恢復(fù)該導(dǎo)航消息。另一方面，它被用來產(chǎn)生鎖定于該載頻的時間跟蹤，由此產(chǎn)生一個“本機的載頻映像頻率”，其相位比該“代碼相位”更為精確。由于所采用的倒相調(diào)制，該載頻相位使得有待獲得的該代碼相位的估計得以改善其精度；簡單地說，該“載頻相位”幫助了該“代碼相位”。而且，該載頻映像頻率允許該載頻在最佳條件下被解調(diào)。
今天這些事實已為專家們所熟知。如果需要的話，可以從上述的申請97 12 283中找到關(guān)于該拷貝的產(chǎn)生的附加信息。在實施該接收代碼以及該相關(guān)的載頻的相位跟蹤之前，也可以從那里找到用于確定合適的諸估計(相位采集)的方法的信息。
現(xiàn)在來說明該模塊230的工作順序，它開始于該載頻L1，并且經(jīng)過涉及它的相關(guān)運算。
在圖7的上半部，該單元2310L1P開始于諸信號I_BB_L1,Q_BB_L1以及QT_BB_L1分別在2311L1PI,2311L1PQ以及2311L1PQT中用針對載頻L1的準(zhǔn)時代碼的拷貝REP_L1P進行3路并行的準(zhǔn)時相關(guān)運算，該模塊230的頭兩個相關(guān)器2311L1PI以及2311L1PQ對應(yīng)于圖2的模塊30中的諸相關(guān)器311A和312A。
在圖7的下半部，該單元2310L1D為該辨差的相關(guān)運算進行同樣的操作，它用針對該載頻L1的辨差代碼的拷貝REP_L1D來實現(xiàn)。而且，不存在QT通道。
根據(jù)本發(fā)明，諸相關(guān)運算裝置2311(在本例中針對L1)中的每一個，后面都跟隨著一個低通數(shù)字濾波器2312，其時鐘頻率為25 MHz，其截止頻率被調(diào)適到該W代碼的頻譜。在它的后面跟隨著數(shù)字采樣器2314，其時鐘頻率為2.5 MHz。由于該W代碼的每一個碼片將有5個采樣點(碼片速率為0.5 MHz)，這就構(gòu)成了過采樣。
現(xiàn)在用IA1,QA1和QTA1來命名該單元2310L1P的3個通道的各自的輸出，并且用IB1和QB1來命名該單元2310L1D的兩個通道的輸出。
該單元2315L1P執(zhí)行一次正交運算，其后跟隨著一個積分運算。選擇該正交運算來抑制該倒相調(diào)制對該W代碼以及對該數(shù)據(jù)(導(dǎo)航消息)的影響。對于該準(zhǔn)時通道來說，該正交運算是一次采用復(fù)數(shù)形式的平方運算，專家們認為這是該同相以及同相正交諸分量的一種等效的表示。更精確地說-該代數(shù)加法器2318L1PI(“同相”時間導(dǎo)出通道)提供介于IA1×IA1(乘法器2316L1PI)與QTA1×QTA1(乘法器2316L1PQT)之間的差值，以及-該代數(shù)加法器2318L1PQ(“同相正交”時間導(dǎo)出通道)兩次提供IA1×QA1(乘法器2316L1PQ)。
該乘法器2316L1PQT使用QTA1，在差值IA12-QA12的計算過程中，由于它的附加濾波，該信號QA1將產(chǎn)生小的誤差(直流分量)。
在2319L1PI和2319L1PQ中，這兩個加法器各自的輸出在25個采樣點上被相加，采樣的時鐘頻率為2.5 MHz。由此獲得一個在10微秒時間上的積分，它給出一個時鐘頻率為100 kHz的輸出。
該單元2315L1D也執(zhí)行一次正交運算，跟隨在其后的是積分運算。無論如何，作用于一個辨差通道，現(xiàn)在該正交運算包括一次與該準(zhǔn)時通道的復(fù)數(shù)乘法運算。更精確地說-該代數(shù)加法器2318L1DI(“同相”時間導(dǎo)出通道)提供介于IB1×IA1(乘法器2316L1DI)與QB1×QA1(乘法器2317L1DQ)之間的差值，以及-該代數(shù)加法器2318L1DQ(“同相正交”時間導(dǎo)出通道)提供IB1×QA1(乘法器2317L1DI)與QB1×IA1(乘法器2316L1DQ)之和。
在2319L1DI和2319L1DQ，這兩個加法器各自的輸出在25個采樣點上被相加，采樣的時鐘頻率為100 kHz。
在圖8中，諸單元2310L2P和2310L2D具有相同于該單元2310L1D(沒有時間導(dǎo)出通道QT)的結(jié)構(gòu)；但是它們針對不同的拷貝進行工作，這就是說-對該單元2310L2P來說，一個準(zhǔn)時代碼的拷貝REP_L2P與該載頻L2相對應(yīng)，以及-對該單元2310L2D來說，一個辨差代碼的拷貝REP_L2D與該載頻L2相對應(yīng)。
如前所述，諸單元2315L2P和2315L2D隨后執(zhí)行一次正交運算，跟隨于其后的是積分運算。但是現(xiàn)在該正交運算是屬于互相關(guān)類型，使用在該單元2310L1的輸出端所獲得的諸(“準(zhǔn)時的”)信號IA1和QA1。更精確地說，在該“準(zhǔn)時的”單元2315L2P中-該代數(shù)加法器2318L2PI(“同相”時間導(dǎo)出通道)提供介于IA2×IA1(乘法器2316L2PI)與QA2×QA1(乘法器2317L2PQ)之間的差值，以及-該代數(shù)加法器2318L2PQ(“同相正交”時間導(dǎo)出通道)提供IA2×QA1(乘法器2317L2PI)與QA2×IA1(乘法器2316L2PQ)之和。
在2319L2PI和2319L2PQ中，這兩個相加器各自的輸出在25個采樣點上被相加，采樣的時鐘頻率為100 kHz。
類似地，在該“辨差的”單元2315L2D中-該代數(shù)加法器2318L2DI(“同相”時間導(dǎo)出通道)提供介于IB2×IA1(乘法器2316L2DI)與QB2×QA1(乘法器2317L2DQ)之間的差值，以及-該代數(shù)加法器2318L2DQ(“同相正交”時間導(dǎo)出通道)提供QB2×IA1(乘法器2316L2DQ)與IB2×QA1(乘法器2317L2DI)之和。
在2319L2DI和2319L2DQ中，這兩個加法器各自的輸出在25個采樣點上被相加，采樣的時鐘頻率為100 kHz。
圖7右邊的4個輸出L1PI,L1PQ,L1DI,L1DQ被施加到圖9左邊的諸輸入端；類似地，圖8的4個輸出被施加到圖10左邊的諸輸入端，它們分別是L2PI,L2PQ,L2DI,L2DQ。
為了簡化表示法，可以寫出L1PI/Q來表示所有的L1PI和L1PQ信號。一般地可以這樣來使用該方法例如，來自同一個基代碼的兩個不同產(chǎn)物、諸拷貝REP_L1P和REP_L1D，它們將一起被表示為REP_L1P/D。
然后該載頻的諸映像頻率開始發(fā)揮作用。對該載頻L1來說，一個類似于圖2中的部件71和75的電路提供載頻L1的映像頻率的L1_SIN和L1_COS諸分量，以人所共知的方法恢復(fù)到該基帶中去。對該載頻L2來說，類似于圖2中的部件71和75的另一個電路類似地提供該載頻L2映像頻率的L2_SIN和L2_COS諸分量。
該載頻的解調(diào)產(chǎn)物是介于被考慮的信號的該同相(I)和同相正交(Q)諸分量，以及被考慮的該載頻映像頻率的同相(COS)和同相正交(SIN)諸分量之間的一次標(biāo)量積類型的運算。如圖2所示，隨后將在100或200個采樣點上進行一次積分運算(根據(jù)所使用的時鐘，可以在同一時間通過切換進行選擇)。
讓我們首先考慮圖9上半部的該單元2320L1P。它的結(jié)構(gòu)跟圖4中的該單元32相同，但該圖中的積分器321和331除外，在這里借助于積分器族2319來實現(xiàn)其作用。為了簡化對圖9和10的說明，因為它們是屬于該2320族的諸單元的內(nèi)部元件，所以有可能再次使用圖4的表示法。借助于隱含法，這些元件被給予與包含它們的該單元相同的后綴例如，若需要標(biāo)識該單元2320L1P中的該單元322，則它可以被稱為322L1P。
現(xiàn)在回到單元2320L1P；在該“同相的”時間導(dǎo)出通道，該信號L1PI(11位)被施加到兩個數(shù)字乘法器322和323，后者也分別地接收諸信號L1_COS和L1_SIN，其中每一個被表示為5位。被命名為Icos和Isin的各自的結(jié)果都被表示為11位。對于該信號L1PQ(“同相正交的”時間導(dǎo)出通道)連同這兩個數(shù)字乘法器332和333，也作出相同的安排，被命名為Qcos和Qsin的各自的結(jié)果都被表示為11位。
由此，該單元2320L1P的主要輸出包括由一個數(shù)字加法器325提供的一個同相輸出I_A_L1，該數(shù)字加法器325產(chǎn)生15位的Icos+Qsin，經(jīng)過一個加法器327的運算，其和為16位，并且通過一個數(shù)字減法器335提供一個同相正交輸出Q_A_L1，該數(shù)字減法器產(chǎn)生15位的Qcos-Isin，經(jīng)過一個加法器337的運算，其和為16位。
簡單地說，經(jīng)過該載頻的解調(diào)和積分運算之后，為該單元2320L1P(載頻L1，準(zhǔn)時通道)獲得了該數(shù)字信號對(pair)(I_A_L1,Q_A_L1)。
諸單元2320L1D(載頻L1，辨差通道；圖9),2320L2P(載頻L2，準(zhǔn)時通道；圖10)以及2320L2D(載頻L2，辨差通道；圖10)準(zhǔn)確地以相同方式進行工作，分別提供諸數(shù)字信號對(I_B_L1,Q_B_L1 ),(I_A_L2,Q_A_L2)以及(I_B_L2,Q_B_L2)。
所有這些信號對，即(I_A_L1,Q_A_L1),(I_B_L1,Q_B_L1),(I_A_L2,Q_A_L2)以及(I_B_L2,Q_B_L2)，都經(jīng)由該通道接口電路2400以及該多通道接口98(這將在后面討論)，被傳送到該總處理單元99(圖5)。
該信號對(I_A_L1,Q_A_L1)被用來調(diào)整用于該載頻L1的一個鎖相環(huán)。該L1載頻振蕩器被命名為271L1(圖6)。該跟蹤裝置的其余部分包括一個用以接收所述信號對的鎖相環(huán)PLL。這個PLL級被納入該管理單元99。數(shù)據(jù)的外部流包括一圈數(shù)據(jù)的一部分以及圈數(shù)數(shù)據(jù)，后者經(jīng)由諸連線279送往該接口2400。通過在該信號CS_CARR的命令下，經(jīng)由該數(shù)據(jù)總線(DATA_IN)去控制該振蕩器，數(shù)據(jù)的反饋流完成該環(huán)路，上述信號CS_CARR激活該載頻單元2700并選擇該有關(guān)的振蕩器。
形成這種跟蹤的方式示于圖2的總圖中，該信號對(I_A_L2,Q_A_L2)被類似地用來調(diào)整一個用于該載頻L2的鎖相環(huán)。圖6表示被標(biāo)注為271L2的該L2載頻振蕩器。它還表示，通過介于這兩個載頻振蕩器271(L1和L2)之間的多路復(fù)用，該正弦-余弦發(fā)生器被分開，這是本發(fā)明的一個重要方面。在這里，其余部分(PLL級)被納入到該管理單元99。數(shù)據(jù)的反饋流的發(fā)生如上所述。
該信號對(I_B_L1,Q_B_L1)被用來調(diào)整一個P代碼互鎖定環(huán)。該模塊230(圖6)含有一個單元2080，它包括一個代碼振蕩器2081，一個代碼發(fā)生器2085，以及一個用于上述4組代碼的格式化電路2089。該延遲鎖定環(huán)路級DLL被集成到該總處理單元99里面(圖5)。該鏈路經(jīng)由該通道接口電路2400(它經(jīng)由該數(shù)據(jù)總線(DATA_IN)，在激活該代碼單元2080的該CS_CODE信號的控制下，被連接到該模塊2080)而建立。
該代碼跟蹤過程一般地按照相同于圖2所示的方式進行工作(代碼振蕩器81，以及接收該信號對I_B,Q_B的延遲鎖定環(huán)路級DLL 50)，但是用該P代碼來取代該C/A代碼。它被用來共同地鎖定諸拷貝REP_L1P和REP_L1D。
該信號對(I_B_L2,Q_B_L2)以相同方式進行工作，但僅僅在該格式化電路2089中調(diào)整諸拷貝REP_L2P和REP_L2D分別相對于REP_L1P和REP_L1D的延時。
該順序器220在本機管理所有的時鐘。
借助于在該處理單元99中的軟件來實現(xiàn)該PLL和DLL跟蹤電路。它們使用專家們所熟知的技術(shù)，并且在下列文獻中被詳細地說明-SPILKER,J.J.,Jr，載頻相位跟蹤與振蕩器相位噪聲，衛(wèi)星數(shù)字通信，Prentice-Hall出版社，1977年，第12章，336-397頁，-SPILKER,J.J.,Jr，偽噪聲信號的延遲鎖定跟蹤，衛(wèi)星數(shù)字通信，Prentice-Hall出版社，1977年，第18章，528-608頁，-SPILKER,J.J.,Jr,GPS信號結(jié)構(gòu)和性能特性，全球定位系統(tǒng)，卷1，導(dǎo)航研究所，1980年，29-54頁。
對諸L1信號來說，該PLL電路的輸出由該表達式ArcTan(Q_A_L1/I_A_L1)加以定義，可以采用該反正切函數(shù)的一個適當(dāng)?shù)慕浦?。對諸L1信號來說，該DLL電路的輸出由下列表達式加以定義(I_A_L1×I_B_L1+Q_A_L1×Q_B_L1)/(I_A_L12+Q_A_L12)現(xiàn)在來說明該接收機的工作過程。
本申請人將用于該P代碼的L1和L2通道合并在一起。但是，不同于先前的方案，本申請人不打算考慮在該載頻映像頻率的產(chǎn)生過程中的傳播時間的差異。事實上，存在著兩個載頻映像頻率，其中一個是在該模塊30之中，它針對該C/A代碼，另一個在該模塊230之中，它針對該P代碼。這兩個映像頻率被變頻到相同的基帶，就像針對該P代碼的L2載頻映像頻率那樣。而且，載頻L1和L2的諸映像頻率被連續(xù)地用于該P代碼；而永久性的使用則由兩個代碼跟蹤系統(tǒng)來實現(xiàn)(甚至在只有一個代碼發(fā)生器的情況下也是如此，該另一個跟蹤系統(tǒng)專注于一個可變延時)。
現(xiàn)在考慮該準(zhǔn)時的相關(guān)運算2311(L1P,I和Q；L2P,I和Q)。在跟蹤一個良好地對準(zhǔn)的P代碼時，該相關(guān)運算的輸出對應(yīng)于該保密的W代碼(因為它已被嵌入到噪聲之中，所以是不可檢出的)。
根據(jù)專利文件EP-A-0 508 621(ASHTECH)，它似乎已經(jīng)提出了“跟蹤”這個W代碼，至少恢復(fù)它的時鐘，隨后執(zhí)行一次2微秒(該W代碼的周期)的存儲(積分與轉(zhuǎn)儲)操作。
換句話說，在將所接收的P(Y)代碼跟該P代碼的本機拷貝進行相關(guān)運算之后，現(xiàn)有技術(shù)使用持續(xù)時間為2微秒的積分/存儲(“積分和轉(zhuǎn)儲”或I&D)濾波，其目的是估計該W代碼的當(dāng)前位。這樣一種I&D濾波器被規(guī)定為一種具有一個矩形窗口的有限沖擊響應(yīng)(FIR)濾波器，在其輸出端以等于該窗口寬度的時鐘頻率進行不充分采樣。特別碰巧的是，該數(shù)字處理序列發(fā)生于該W代碼的時鐘頻率，即500 kHz。但是，為了同步該積分與轉(zhuǎn)儲操作，必須為每一條通道提供一條附加的接收路徑，以便檢出在該W代碼中的諸變化的頻率和相位。還利用這樣一個事實，即在該P代碼(0.4毫秒)的每一個“段落”X1A，該W代碼時鐘將被重新初始化。
本申請人已經(jīng)完成了另一項技術(shù)，它很有可能至少給出同樣的結(jié)果，而且具有下列優(yōu)點-利用所有的必要的裝置，以便連續(xù)地實施對所有的代碼和所有的載頻的所有的測量，-通過保持良好的接收機靈敏度，并使之具有一個低的噪聲因子，以及通過使用2位的模擬/數(shù)字編碼，來完成這一步，而不致使該數(shù)字處理過程變得過于復(fù)雜。
本申請人已經(jīng)嘗試去避免關(guān)于該W代碼的相位的任何不確定的假設(shè)。本申請人已經(jīng)注意到下列諸點-使用一個單獨的本機振蕩器優(yōu)化了該硬件，并且保證了在該下游電路的其余部分，這兩個載頻L1和L2的相位自始至終得以保持。
-在跟該代碼進行相關(guān)運算之后，通過解調(diào)該載頻，有可能使用一個精確的數(shù)控振蕩器(NCO)，后者工作于100 kHz，以一種與該信號的多卜勒頻移相匹配的頻率(代替該已知解決方案中的25 MHz)去產(chǎn)生該載頻映像頻率。
因此，本申請人已經(jīng)看到了建造一部可以工作的P(Y)代碼接收機的可能性，(其前提是，)僅僅對該W代碼作出一項假設(shè)，即它的平均頻率約為500 kHz。
在單元2311中跟P代碼進行相關(guān)運算之后，該單元2312進行低通數(shù)字濾波，后者至少匹配于該W代碼的頻譜，其時鐘頻率為25 Mhz。跟隨在這個濾波器之后的是以2.5 MHz的采樣率進行采樣，這相對于該濾波器的時鐘頻率來說，構(gòu)成了不充分采樣，但對該W代碼來說則是過采樣，因為從它那里獲得每個碼片5個采樣點。
本申請人目前優(yōu)選遞歸的無限沖擊響應(yīng)(ⅡR)濾波器，更準(zhǔn)確地說，一個簡單的濾波器其遞歸方程式為yn=yn-1+k(xn-yn-1)式中，xn,yn-1和yn分別是該當(dāng)前輸入采樣點，上一個輸出采樣點以及更新的輸出采樣點。這種遞歸濾波對應(yīng)于一個一階模擬低通濾波器，其時間常數(shù)為τ，k=1-eT/τ式中T為該濾波器的遞歸周期(采樣周期)，在本例中T=40納秒。該3 dB截止頻率為F3dB=1/2πτ，并且該等效噪聲帶寬為Bn=1/4τ。
最好是，k為一個二次冪的倒數(shù)，這樣就能進一步地簡化該濾波器的結(jié)構(gòu)。若k=1/16，將給出τ=640ns,F3dB=250 kHz，以及Bn=400 kHz。
在實踐中，為了避免在該遞歸濾波過程中所固有的發(fā)生振蕩(有限循環(huán))的危險，本申請人也已經(jīng)改進了該輸入信號的動態(tài)響應(yīng)，其方法是將它乘以64，即將它從4位改變?yōu)?0位。隨后，具有上述方程式的該濾波器得以實現(xiàn)，其中k=1/16。除以16的運算(移動4位)在其輸出端處進行，使得在輸出端處的量化噪聲相對于該信號噪聲來說保持在可忽略的低水平上。
本申請人已經(jīng)注意到在實踐中在輸出端處該比值C/N0為60 dB·Hz。因此可以實施截斷操作(忽略兩個最高位)，將該二進制輸出范圍限制為4位。
本申請人已經(jīng)觀察到，在該相關(guān)運算的輸出端，在一個大于該W代碼周期(頻率約為500 kHz)的循環(huán)(截止頻率約為250 kHz)之上實施這樣的濾波運算是有利的。隨后以2.5 MHz的采樣率進行再采樣，從該W代碼中獲得每個碼片5個采樣點。結(jié)果是，它足以在不對該W代碼作出任何假設(shè)以及不打算恢復(fù)它的時鐘的條件下實施該處理程序。
在該濾波級2312的輸入端，該有用頻帶為12.5 MHz(采樣頻率的一半)。諸單元2312和2313將該頻帶減少到1.25 MHz。這就是該單元2315的諸乘法器的工作頻帶。在該積分器2319的輸出端，該頻帶已經(jīng)被減少到50 kHz，并且不需要為該W代碼而操心。
在2313所進行的采樣率為2.5 MHz的再采樣允許在該W代碼中每一碼片所希望的采樣點數(shù)目以及所要求的該正交變換的諸乘法器的速度之間進行折衷。至少在該W代碼中每個碼片1位，最好是至少2位，是必要的。
要注意的是，以這種方式構(gòu)成的該濾波器是簡單易行的，并且它的工作是快速的。
圖12A在12A1中表示根據(jù)本發(fā)明的一個濾波器的噪聲功率譜密度函數(shù)，其后跟隨著2.5 MHz的再采樣，跟采用現(xiàn)有技術(shù)的I&D型濾波器的噪聲功率的譜密度函數(shù)相比較，后者鎖定于該W代碼的時鐘頻率，并且經(jīng)過500 kHz的采樣(曲線12A2為方形)。假設(shè)白色噪聲被饋送到諸濾波器的輸入端。
圖12B表示諸傳遞函數(shù)。采取sin x/x形式的起伏波動的曲線12B2對應(yīng)于一種現(xiàn)有技術(shù)的I&D型濾波器，它工作于25 MHz的頻率上，其等效的噪聲帶寬約為250 kHz。另一條曲線12B1對應(yīng)于本發(fā)明的情形，其等效的噪聲帶寬為400 kHz上下。
在圖7中，該單元2315L1P被用來跟蹤該載頻L1。在這個單元中，平方運算免除了由該W代碼(以及任何其他附帶的代碼)進行的二相調(diào)制。
在該單元2315L1D中，在下述兩個W代碼之間進行互相關(guān)運算其一是，在該載頻L1上，跟該P代碼的本機拷貝進行辨差的相關(guān)運算的該W代碼；其二是，在該載頻L1上，在跟該P代碼的同一拷貝進行準(zhǔn)時的相關(guān)運算之后保留下來的該W代碼。這種運算也免除了由該W代碼進行的二相調(diào)制。并且隨后該輸出可以被用來為該載頻L1鎖定該P代碼的所述本機拷貝。
在圖8中，該單元2315L2P在下述兩個W代碼之間進行互相關(guān)運算其一是，在該載頻L1上，跟該P代碼(第一操作數(shù))的本機拷貝進行準(zhǔn)時的相關(guān)運算中出現(xiàn)的該W代碼；其二是，在該載頻L2上，跟該P代碼的另一個拷貝進行準(zhǔn)時的相關(guān)運算之后保留下來的該W代碼，并且這是針對該載頻L2(第二操作數(shù))的。即使在這兩個操作數(shù)中，該W代碼不具有相同的相位，該正交運算也能免除由該W代碼進行的調(diào)制。
對該單元2315L2D來說，情況也是相同的，所不同的是，它在下述兩個W代碼之間進行互相關(guān)運算其一是，在該載頻L1上，跟該P代碼的本機拷貝進行準(zhǔn)時的相關(guān)運算中出現(xiàn)的該W代碼；其二是，在該載頻L2上，跟對應(yīng)于該載頻L2的該P代碼的所述其他拷貝進行辨差的相關(guān)運算之后保留下來的該W代碼。
在用于L1的該準(zhǔn)時通道中施行平方運算的優(yōu)點如下在允許該載頻L1的該振蕩器可以被預(yù)先設(shè)置(271L1)的該C/A代碼的幫助下，L1的該相位以一種高的精確度已被人們知道；而且，由于平方運算而倍增的含糊不清現(xiàn)象不會引起麻煩，因為借助于來自該C/A通道的該信息可以將它去除。而且，其他的正交運算都是屬于跟這個L1P通道進行互相關(guān)運算的類型，它跟平方運算相對比，不會使含糊不清現(xiàn)象倍增。
現(xiàn)在來說明該多衛(wèi)星問題以及根據(jù)本發(fā)明的該接收機的模塊性。
圖1表示，該接收機如同所說明的那樣，具有一種高度模塊性的結(jié)構(gòu)，由于在這兩個高頻接收級10-1和10-2中使用了相同的集成電路，而在該總處理單元99的末端接口前面，可以看到一種具有兩個處理模塊30和230的并行結(jié)構(gòu)。該總處理單元最好再劃分為兩個互相聯(lián)系的DSP處理器，那就是用于該C/A代碼的99A以及用于該P(Y)代碼的99B。
作為一個整體(圖11)，對該P代碼來說，該接收機包括，在一對輸入級2120L1和2120L2的隨后的若干附加的電路“平面”2300-0到2300-11，它們分別形成針對12顆衛(wèi)星的用于該P(Y)代碼的相符的處理模塊。它們的內(nèi)部接口2400經(jīng)由一組總線DATA_IN跟一個用于P代碼的多通道接口98進行通信。在各接口2400(對于該“x”通道，請看圖6)之間，以一種“菊花鏈”的形式安排了另一組總線DATA_OUT，最后一個接口2400被連接到該多通道接口98。該多通道接口經(jīng)由常規(guī)的諸鏈路，特別是一組地址總線和一組數(shù)據(jù)總線，跟該DSP型處理器99B進行通信。這一組由該順序器220提供時鐘。
類似地，向該載頻L1(圖11)的該C/A代碼提供了該電路30的多達16個的平面30-0到30-15(那就是用于該C/A代碼的16個一致的處理模塊)。諸輸入可以跟圖2所示的一樣(電路120)，或者甚至是在120B中以已知方式獲得的GLONASS諸輸入。諸平面30中，至少其中一部分的輸入被一個多路復(fù)用器120C控制。每一個電路30含有一個內(nèi)部接口(未示出，但類似于該接口2400)，它經(jīng)由諸總線DATA_IN和DATA_OUT，跟一個用于該C/A代碼的多通道接口97進行通信。該多通道接口經(jīng)由常規(guī)的諸鏈路，特別是一組地址總線和一組數(shù)據(jù)總線，跟該處理單元99A進行通信。全組都由該順序器20提供時鐘。
這樣一來，所有一切都經(jīng)由諸接口回到該處理單元99。
已經(jīng)說明，對諸濾波器來說，諸模塊10-1和10-2差不多是一樣的。專家們將理解到，雖然諸模塊30和230屬于不同的組成，但它們含有若干相似的功能。因此它們可以采用集成電路的形式進行生產(chǎn)，而且二者都可以按照一種經(jīng)濟的方式進行設(shè)計。由各總線進行控制的各附加的平面，它們中的每一塊都含有上述的諸元件。這種設(shè)計上的同一性是所提出的接收機的另一個非常重要的特征，就它本身來說是很有趣的。
而且，由于上述的模塊性，該P代碼的處理跟該C/A代碼的處理完全分開，直到并且包括該DSP處理器99A和99B。
因此，本申請人已經(jīng)能夠達到下列諸目標(biāo)
-提出一種具有競爭力的雙頻接收機，這就是說，它相對于較好的單頻接收機的附加的造價伴隨著在性能方面的一種可察覺的改進，-建造一部雙頻接收機，它連續(xù)地使用該載頻L1的C/A代碼，該載頻L1的P(Y)代碼以及該載頻L2的P(Y)代碼，不僅在其高頻部分(這是重要的)，而且在其數(shù)字部分，首先在該相關(guān)運算的層次上，然后在該代碼跟蹤的層次上，并且甚至在該載頻跟蹤的層次上，對在所有代碼以及所有頻率上的所有(可觀測的)測量給出連續(xù)的訪問，-使用該Y代碼的已知部分，這就是說它的頻率，沒有先驗知識，也就是說不打算去找出它的相位，-研制一部模塊結(jié)構(gòu)的接收機，特別是，差不多所有的元件都取自一部單頻接收機，并且保留最近從這些元件中獲得的性能上的優(yōu)點，-實現(xiàn)這種模塊性，以便通過簡單地將硬件添加到一部單頻接收機而獲得一部雙頻接收機。
代替遞歸的數(shù)字濾波器，可以想象使用其他的低通濾波裝置，特別是該諧波裝置類型，在本例中，只要保留其適應(yīng)于該W代碼的頻譜這個重要特性，就能得到一個400到500 kHz量級的等效噪聲帶寬。但是，這些技術(shù)可能導(dǎo)致在生產(chǎn)上的更大程度的復(fù)雜性。
用不著預(yù)先處理一段短代碼(C/A代碼)，這里所說明的技術(shù)對那些可能具有短于該P(Y)代碼的加密代碼的諸系統(tǒng)(照目前情況來看，指GPS以外的諸系統(tǒng))保持有效。
其他的變種是可以理解的，例如將兩個處理器99A和99B組合為單獨的一個，但這會失去某些模塊性。
當(dāng)然，本發(fā)明完全兼容于在上述法國專利申請書No.97 12 283中所說明的所有裝置，也完全兼容于1997年6月17日提出的題為“對實時無線電衛(wèi)星定位過程與系統(tǒng)(特別是該GPS類型的)的改進”的法國專利申請書No.97 07 488的內(nèi)容，同時還兼容于FR-A-2715230,FR-A-2734643,FR-A-2735240。
權(quán)利要求
1．用于無線電導(dǎo)航的接收裝置，該類型包括-高頻接收裝置(10)，用于接收無線電導(dǎo)航諸信號，上述信號被一組偽隨機代碼(P(Y))在兩個載頻(L1,L2)上進行倒相調(diào)制，并且用于為這兩個各自的載頻提供兩路數(shù)字化輸出(L1,L2)，-一組至少部分地對應(yīng)于所述代碼(P(Y))的代碼(P)的第一和第二拷貝(REP_L1P/D；REP_L2P/D)的一個發(fā)生器(2080)，-這兩個載頻的諸本機映像頻率的一個發(fā)生器(2700)，-相關(guān)運算裝置(2311)，用以實施(IA1,-QA1,QTA1；IB1,QB1)介于該第一數(shù)字化輸出(L1)和該第一代碼拷貝(REP_L1P/D)之間的準(zhǔn)時的和辨差的相關(guān)運算，以及(IA2,QA2；IB2,QB2)介于該第二數(shù)字化輸出(L2)和該第二代碼拷貝(REP_L2P/D)之間的準(zhǔn)時的和辨差的相關(guān)運算，-裝置(2315)，用以產(chǎn)生該相關(guān)運算裝置的諸準(zhǔn)時輸出(IA1,QA1,QTA1；IA2,QA2)以及諸辨差輸出(IB1,QB1；IB2,QB2)的諸正交變換(L1PI/Q；L2PI/Q；L1DI/Q；L2DI/Q)，以及-處理裝置(99)，根據(jù)所述各自的辨差正交輸出(L1DI/Q；L2DI/Q)，去互鎖定該第一和第二代碼拷貝(REP_L1P/D；REP_L2P/D)，還根據(jù)各自的準(zhǔn)時正交輸出(L1PI/Q；L2PI/Q)，去互鎖定這兩個載頻(271L1,271L2)的諸像頻率，并且使用從這些互鎖定中得到的時間信息去確定該接收機的位置，其特征在于它包括，介于相關(guān)運算裝置(2311)中的每一個以及該正交變換裝置(2315)之間的一個低通濾波器級(2312)及其后跟隨著一個再采樣器(2313)，所述低通濾波器匹配于介于該實際代碼(Y)以及該第一和第二拷貝的基代碼之間的差值(W)的頻譜。
2．根據(jù)權(quán)利要求1所述裝置，其中所述載頻中的第一個被另一個較短的、偽隨機代碼(C/A)進行倒相調(diào)制，其特征在于，它包括這個其他代碼(代碼A,B,C)的諸拷貝的一個發(fā)生器(81,85,89)，該第一載頻的一個本機映像頻率的一個發(fā)生器(71)，還有其他相關(guān)運算裝置(311,312)，這些運算裝置被這樣安排，以便實施該第一數(shù)字化輸出(L1)跟這個其他代碼(C/A)的拷貝的準(zhǔn)時的和辨差的相關(guān)運算，其特征還在于，該處理裝置(99)被這樣安排，以便根據(jù)該辨差的相關(guān)運算(的結(jié)果)去首先互鎖定這個其他代碼的諸拷貝，并且根據(jù)該準(zhǔn)時的相關(guān)運算(的結(jié)果)去互鎖定該第一載頻的映像頻率，以便預(yù)先設(shè)置該第一和第二代碼的諸拷貝的所述互鎖定關(guān)系。
3．根據(jù)權(quán)利要求1到2中之一所述的裝置，其特征在于，該第一載頻的該映像頻率的兩個發(fā)生器是完全分開的(71；2700)。
4．根據(jù)前述諸權(quán)利要求中之一所述的裝置，其特征在于，用一個時鐘頻率約為25 MHz的數(shù)字濾波器來實現(xiàn)該低通濾波器(2312)，其后跟隨著再采樣器(2313)，其采樣率大約比前者低10倍。
5．根據(jù)前述諸權(quán)利要求其中之一所述的裝置，其特征在于，該正交變換裝置(2315)包括在其輸出端處的數(shù)字積分器(2319)。
6．根據(jù)前述諸權(quán)利要求其中之一所述的裝置。其特征在于，用一個遞歸數(shù)字濾波器來實現(xiàn)該低通濾波器(2312)。
7．根據(jù)權(quán)利要求6所述裝置，其特征在于，所述濾波器具有下列遞歸方程式y(tǒng)n=yn-1+k(xn-yn-1)式中，xn,yn-1和yn分別為當(dāng)前輸入采樣點，上一個輸出采樣點以及更新輸出采樣點。
8．根據(jù)前述諸權(quán)利要求中之一所述的裝置，其特征在于，該低通濾波器(2312)附有截斷操作。
9．根據(jù)前述諸權(quán)利要求中之一所述的裝置，屬于該GPS類型，其特征在于，該近似代碼為該P代碼，并且該實際代碼為該P(Y)代碼，所述低通濾波器的該截止頻率約為250 kHz。
10．根據(jù)前述諸權(quán)利要求中之一所述的裝置，屬于該GPS類型，其特征在于，由于介于該代碼的近似值(P)以及該實際代碼P(Y)之間的差值是一組加密代碼(W)，它具有一個已知的、至少是近似地知道的頻率，該再采樣頻率至少應(yīng)為這個加密代碼(W)的時鐘頻率的兩倍。
11．根據(jù)前述諸權(quán)利要求其中之一所述的裝置，其特征在于，該正交變換裝置(2315)被這樣安排，以便選擇性地將該相關(guān)運算裝置(IA1,QA1；IB1,QB1；IA2,QA2；IB2,QB2)的該準(zhǔn)時和辨差輸出中的一個，乘以兩個準(zhǔn)時輸出中的一個。
12．根據(jù)權(quán)利要求11結(jié)合權(quán)利要求2所述的裝置，其特征在于，該正交變換裝置被這樣安排，以便選擇性地將該相關(guān)運算裝置(IA1,QA1；IB1,QB1；IA2,QA2；IB2,QB2)的該準(zhǔn)時和辨差輸出中的一個，乘以涉及該第一載頻(IA1,QA1)的準(zhǔn)時輸出。
13．根據(jù)前述諸權(quán)利要求其中之一所述的裝置，其特征在于，諸高頻接收裝置被安排在兩個相似的模塊(10-1,10-2)里面，它們分別地用于該第一和第二載頻。
14．根據(jù)權(quán)利要求13結(jié)合權(quán)利要求2所述的裝置，其特征在于，它包括若干已知的處理模塊(230)，它們被連接到所述兩個高頻處理模塊，并且專用于所述代碼(P(Y))，二者用于該第一載頻和該第二載頻，但針對不同的諸衛(wèi)星，每一個模塊都含有它的拷貝發(fā)生器以及載頻映像頻率發(fā)生器，它的相關(guān)運算裝置，以及它的正交變換裝置，其特征還在于，針對不同的諸衛(wèi)星，提供了若干其他的相符處理模塊(30)，它們被連接到兩個高頻處理模塊當(dāng)中的一個，并且專用于該第一載頻以及所述其他代碼(C/A)。
15．根據(jù)前述諸權(quán)利要求其中之一所述的裝置，其特征在于，該運算裝置(99)被這樣安排，以便連續(xù)地使用針對正在被處理的諸衛(wèi)星的所有代碼和所有載頻的所有可觀測的測量結(jié)果。
全文摘要
高頻接收裝置提供經(jīng)由兩個各自的載頻接收的、含有該相同的P(Y)代碼的兩路數(shù)字化輸出。產(chǎn)生接近于該P(Y)代碼的一組P代碼的兩組拷貝,還產(chǎn)生這兩個載頻的本機的諸映像頻率。在這兩路數(shù)字化輸出及這兩組P代碼的諸拷貝之間進行準(zhǔn)時的和辨差的相關(guān)運算,其后跟隨著正交變換裝置。根據(jù)對應(yīng)于辨差的正交輸出,互鎖定該代碼的諸拷貝,且類似地,根據(jù)對應(yīng)于準(zhǔn)時的正交輸出,互鎖定諸載頻的諸映像頻率。
文檔編號G01S1/00GK1219050SQ9812275
公開日1999年6月9日 申請日期1998年12月3日 優(yōu)先權(quán)日1997年12月3日
發(fā)明者丹尼爾·布拉塞奧 申請人:達索爾特·塞爾塞導(dǎo)航定位公司