專利名稱：用于擴展距離一多普勒作用范圍的雷達/聲納系統(tǒng)概念的制作方法
技術領域：
本發(fā)明是一個波形/信號處理原理，它用與發(fā)射波形的時間-帶寬乘積相關的一個因子消除了雷達或聲納系統(tǒng)的距離及多普勒模糊。對到目標的距離的測量是通過測量每個所發(fā)射脈沖與來自目標的回波的到達點之間的時間延遲而實現(xiàn)的。對速度的測量是通過測量脈沖之間的回波的相位變化即目標的多普勒頻移而計算出的。模糊度導致一種或這兩種測量都依賴于雷達或聲納的脈沖重復頻率(PRF)。
背景技術：
雖然本發(fā)明既適用于雷達跟蹤系統(tǒng)也適用于聲納跟蹤系統(tǒng)，但為易于說明起見，將參照雷達系統(tǒng)對本發(fā)明進行說明。
在雷達系統(tǒng)設計中的一個重要決定是選擇PRF或是其倒數(shù)即脈沖重復間隔(PRI)。這種決定會影響距離及/或多普勒模糊，這種模糊會依次影響一些性能如a)雷達對目標的定位及跟蹤、b)用于搜尋及跟蹤雷達所需的雜波干擾抑制，以及c)合成孔徑雷達(SAR)的交叉距離分辨率及航跡寬度。對PRF的選擇將所述系統(tǒng)劃分為低PRF雷達系統(tǒng)、中PRF系統(tǒng)或高PRF系統(tǒng)。
低PRF雷達被定義為一種具有足夠低的PRF的雷達，其第一個距離模糊比最大的先行目標檢測距離大，所以不會引起距離模糊。通常在與最大容量監(jiān)視最相關的遠距離搜尋應用中選用低PRF。跟蹤是第二種性能，它通常是由目標定位的反復掃描測量來實現(xiàn)的。速度不是直接計算出來的，但可通過反復掃描，從目標定位的變化中計算出。由于對速度的相對較慢的測量以及很糟的角分辨率，所以將目標跟蹤限制在緊湊目標方案中或強機動目標中。通常采用活動目標指示器(MTI)及相干積累，用于活動目標指示及雜波干擾抑制。
一個高PRF雷達被定義為一種具有足夠高PRF的雷達，這種雷達的第一多普勒模糊比最大先行目標速度的多普勒頻移大，因此，沒有產(chǎn)生多普勒/速度模糊。通常選取高PRF，用于諸如機載截擊雷達和更近距離的跟蹤以及武器控制雷達等與目標速度及高速機動目標密切相關的應用中。通常是在使用交錯PRF以及諸如“孫子定理”等的算法進行檢測后，計算出目標距離的。由于受解決目標距離模糊所用的算法的限制，目標跟蹤被限制為只對那些在緊湊目標方案或強機動目標中使用的雷達。在(M.I.Skolnik編的)雷達手冊第二版第17章中有對這些特征的說明，其題目為“脈沖多普勒雷達”，由W.H.Long,N.H.Mooney著。
使用高PRF，所述速度分辨率、目標信號與噪聲比(SNR)、以及雜波干擾抑制也是間接地受解決距離模糊的需要的影響。用于解決距離模糊的算法需要在一個天線停頓期間，有幾個不同PRF的目標檢測。這意味著不能將所有的返回相干地合成來得到最大速度分辨率、最大SNR、或最大雜波干擾抑制。對這些雷達的一種附加關注是增加了對雜波干擾抑制的需要。由于距離模糊的存在，疊加在距離上的雜波增加了每個測距單元中的雜波水平，而且還引起近距離的高水平雜波，這干擾了對遠距離、低水平目標的檢測。因此，通常需要高水平的雜波干擾抑制。
中PRF雷達被定義為這樣一種雷達，因為其PRF不夠高，不足以使第一多普勒模糊大于最大先行目標速度的多普勒頻移，因此產(chǎn)生了多普勒/速度模糊。與此同時，PRF又不夠低，不足以使第一距離模糊大于先行目標檢測距離，因此產(chǎn)生了距離模糊。當使用了中PRF時，既需要解決距離模糊，又需要解決多普勒模糊。由于它與使用高PRF相比，具有較小的距離模糊，以及與低PRF相比具有較小的多普勒模糊，所以減小了對每種模糊的沖擊以及解決它們的復雜程度。
一個成像合成孔徑雷達(SAR)是既不允許有距離模糊也不允許有多普勒模糊的一種唯一的應用。在選擇了天線孔徑尺寸、發(fā)射頻率及平臺速度之后，橫穿過天線方向圖并正向平臺速度的多普勒頻譜就由所選的用于這些參數(shù)的值所確定。所述PRF必須至少是多普勒展開頻譜的兩倍，以防止在成像中的多普勒模糊。通常甚至選擇更高的PRF，以防止來自天線方向圖邊緣的返回疊加到圖象中。這樣，所得到的PRF確定了成像區(qū)的最大距離或航跡寬度。通常認為這一航跡寬度比有效地及經(jīng)濟地使用雷達及其平臺所需的航跡寬度要小。
從上面的說明中可以看出，對于大多數(shù)應用來說，不能對目標或散射體進行距離及速度全都沒有模糊的定位或跟蹤。一種例外是SAR，它順從于作用范圍的極小航跡寬度，以防止模糊。有許多技術在解決模糊問題上是可行的，它們通過在一個天線停頓期間發(fā)射幾個具有不同PRF及/或頻率的脈沖串來解決模糊問題。這些技術限制了可同時控制的目標數(shù)目，同時還損失了信號一噪聲比及對雜波干擾的抑制。
在許多年前，雷達領域的專業(yè)人員就認識到既要消除距離模糊又要消除多普勒/速度模糊的問題。用于解決這種情況的一種方法是對改變波形的使用。例如，公開了由prenat申請的美國專利US4,746,922包含了一種以不同重復頻率(PRF)產(chǎn)生脈沖的發(fā)射機電路。接收機電路接收回波信號，將這些信號濾波以便能消除那些由固定目標產(chǎn)生的信號，之后將余下的信號加到具有用于補償不同PRF所需的相位校正的頻率濾波器組中。因而，僅能從與一個回波信號的多普勒頻率相對應的頻率濾波器中產(chǎn)生該回波信號。由于對多普勒頻率的測量中存在模糊，所以這些濾波器的調(diào)諧頻率都要比所發(fā)射脈沖的最小PRF要低。
另外，公開了的由Alexander等人申請的美國專利US 4,106,019說明了一種用于測量高速目標的不模糊的目標距離的系統(tǒng)。存儲來自雷達返回信號的連續(xù)三個發(fā)射停頓的目標距離及多普勒頻率數(shù)據(jù)，其中在每個停頓期有一個不同的PRF。一個校正電路被包括在內(nèi)，它能保證目標的速度在越過三個相鄰的停頓時，滿足一個17路徑的算法，所述三個相鄰的停頓期是在五個距離方位曲線或路徑中的至少一個之內(nèi)。
最后，公開了由Robin申請的美國專利US 5,442,359，其中說明了一種解決多普勒頻移模糊的方法，它將多普勒頻移模糊與具有若干脈沖的周期波形調(diào)制在一起，其中的若干脈沖周期性地具有非唯一的脈沖間歇期(PRI)。
另一種時下流行的技術是針對解決模糊的，它使用了后檢波技術，如使用了目標跟蹤以便能估測出使用低PRF的速度、使用了多普勒模糊波形及使用了如“孫子算法”等算法的多種PRF，以解決高PRF波形的距離模糊。
發(fā)明概述本發(fā)明提供了一種克服了已有技術中不足之處的方法及操作，用來防止在所選最大距離及最大多普勒頻移內(nèi)的脈沖多普勒雷達系統(tǒng)中發(fā)生距離模糊及多普勒頻移模糊。無論何時，在由波形的PRI將每個脈沖和與其相鄰的脈沖分開時，波形就用來包含頻率編碼的脈沖序列。每個脈沖都是由變換頻率的一群連續(xù)波(CW)(或替換為相位編碼的)子脈沖組成的。為易于理解本發(fā)明起見，所要說明的第一實施例是最簡單的實施例，其中的子脈沖是CW脈沖。之后，將說明具有子脈沖相位編碼的實施例。每個脈沖包含相同的子脈沖頻率，但其順序是不定的。許多延遲器，同時還有相關器與快速傅立葉變換器一起使用，以提供恰當?shù)妮敵觥?br>

以下將參照附圖，對本發(fā)明的實施例進行說明，而參照對以下實施例的說明，可更好地理解本發(fā)明本身，從而使本發(fā)明的上述和其它目的、特征及實現(xiàn)它們的方式都成為顯而易見的，其中圖1是一個雷達波形，其中每個脈沖都使用了不同頻率的代碼進行編碼；圖2是圖1的脈沖串中頻率編碼脈沖的一個脈沖的示意圖；圖3是一個用于圖1和2中顯示的一群波形的匹配濾波器接收機；圖4是實現(xiàn)一個跳頻編碼發(fā)生器的功能示意圖；圖5是實現(xiàn)一個定時脈沖發(fā)生器的功能示意圖；圖6是實現(xiàn)對圖3所示接收機的多普勒補償?shù)墓δ苁疽鈭D，其中詳細地顯示了第n個相關；圖7是實現(xiàn)用于圖3所示的多普勒處理器的所可能潛在的多普勒處理的功能示意圖；圖8是與等式17的順序所確定的10個元素的Costas代碼波形相匹配的濾波器的響應圖；圖9是與由等式17的順序所確定的10個元素的Costas代碼波形“失配”的濾波器的響應圖，其中的加權函數(shù)是等式19；圖10是實現(xiàn)相位編碼子脈沖調(diào)制器的一個功能圖；圖11是與由等式22的序列所確定的10個元素的Costas代碼波形相匹配的濾波器的響應圖，等式22具有使用由等式23和24所確定的相位代碼進行編碼的子脈沖；以及圖12是與4組10個元素的Costas代碼波形的序列相匹配的濾波器的響應圖，其中Costas代碼波形具有用相位代碼進行編碼的每個代碼的子脈沖，而相位代碼又是由等式23和24指定的。
最佳實施例的詳細說明現(xiàn)行的技術通常需要次最佳處理方案，以解決減小了輸出SNR、雜波干擾抑制及速度/多普勒分辨率的模糊。這些技術限制了可被同時跟蹤的目標數(shù)目，且用于SAR的高度交叉的距離分辨率限制了作用范圍的航跡寬度。
本發(fā)明將會允許專業(yè)人員以一種方式選擇PRF，以防止對所關心的最大速度產(chǎn)生多普勒模糊。本發(fā)明還將允許選擇在短促脈沖串波形中使用的編碼脈沖的數(shù)目，以便使所關心的最大距離小于第一距離模糊。另外，本發(fā)明將使用寬帶波形以給出好的距離分辨率，而不用在所有雷達都在使用可行的跳頻編碼的不同子集時，禁止其它類似設計的雷達使用相同的帶寬。最后，本發(fā)明將允許使用天線孔徑尺寸、發(fā)射頻率、PRF及平臺速度來設計SAR，以便得到所需的圖象分辨率，之后，選擇短促脈沖波形中所使用的編碼脈沖的數(shù)目，以獲取作用范圍所需的帶寬。
有關本發(fā)明的波形/接收機設計的一個新穎的特征是這樣的，可通過適當?shù)剡x擇波形參數(shù)，使距離模糊及速度模糊分另大于所關心的最大距離及所關心的最大速度。如圖1所示，這種波形包括一個PRI為T的頻率編碼脈沖序列。標號為C1至CN的頻率編碼在每個脈沖上都是不同的，一直到第N個脈沖。C1到CN的每個編碼與相鄰編碼之間是由一個休止時間分開的。之后，每段重復N個脈沖串。這N個脈沖中的每一個本身都是由一群連續(xù)波(CW)子脈沖諸如是圖2所示的M個子脈沖構成的。每個子脈沖的脈沖寬度為τp這樣該脈沖的全部脈沖寬度為Mτp。在所述脈沖中的多種頻率被依照其出現(xiàn)的順序依次標記為f1n、f2n、f3n等。該標記并不與那種頻率分量的特定值相關，即頻率f1n并不需要比f2n大，而頻率f2n也不需要比f3n大，以此類推。第一下標1、2、3……M代表在第n個編碼中那一個頻率的位置；n=1,2……N。
這一頻率編碼的特性是(1)這些子脈沖在時間上是連續(xù)的，即在它們之間沒有空隙。(2)每個脈沖的編碼是一組包括了相同頻率的子脈沖的一項，在脈沖與脈沖之間，只有每個頻率的出現(xiàn)順序被改變了。(3)用于編碼的子脈沖的頻率值是由1/τp分開的，這里τp是子脈沖的脈沖寬度。(4)這些編碼具有一個模糊函數(shù)(在時間延遲和多普勒頻移上的一個二維自相關)，它在零時間延遲及零多普勒頻移處具有信號峰值，還具有用于主波瓣外所有其它值的逼近1/M的低旁瓣。在IEEE會刊，第72卷，第8期(1984年8月)上出現(xiàn)的，由John P.Costas所著的“A Study of a Class of DetectionWaveforms Having Nearly Ideal Range-Doppler AmbiguityProperties”中所說明的Costas跳頻編碼就符合這種需求。(5)這些編碼具有一個互模糊函數(shù)(在時間延遲及多普勒頻移上的二維互相關)，它在任何延遲及多普勒頻移處都沒有大的峰值，且具有逼近2/M的峰值?？蓪ostas跳頻編碼中的某一些進行選擇，以滿足這些需要。
用于本發(fā)明的接收機可與發(fā)射機放置在一起或被放置在遠離所述發(fā)射機的位置。這一概念的主要組成部分是這樣的，該接收機是被當作用于全部N個脈沖的脈沖串的匹配濾波器來實現(xiàn)的。圖3中顯示了這樣一種接收機10的功能圖。這種接收機的主要組成部件是(1)模擬延遲線或數(shù)字存儲器設備12、14、16及18，(2)相關器20、22、24、26、28以及(3)一個多普勒處理器30，它在這張圖中是通過適當?shù)募訖嚯x散傅立葉變換(DFT)或一個FFT來實現(xiàn)的。這些部件是標準的、時下可行的電子設備?？梢砸匀我獗阌谔厥鈶眉澳繕朔桨傅捻樞驁?zhí)行這三種操作。例如，在一些應用中，在存儲或延遲之前實現(xiàn)相關可能是很有利的。必須注意所采用的更多地不是延遲線或存儲器設備，而是脈沖數(shù)N，這是很重要的。另外，還包括與N個脈沖數(shù)目相同的相關器。
在模擬接收器中，延遲線是延遲時間等于PRI為T的模擬延遲線。在數(shù)字實現(xiàn)時，所述延遲線是具有一個存儲器單元的數(shù)字存儲器(存儲器或移位寄存器)，以用于每個測距單元，且測距單元的數(shù)目也是由PRI的T決定的。測距單元的數(shù)目是MT/τp，這里M是圖2中的編碼長度，T是PRI,τp是圖2中的子脈沖寬度。
圖3的相關器將被數(shù)字化地例如用FFT或伸展處理器來實現(xiàn)。它可依據(jù)應用，與最大信號-噪聲比或信號一雜波比相匹配。多普勒補償相關器的實現(xiàn)將在后面予以說明。這些相關器的功能是將來自目標的標號為C＇1至C＇N的返回信號與用于雷達的所選編碼的時間延遲及多普勒頻移的被標記為R1至RN的復制信號相關。這些相關器的數(shù)目等于不存在距離模糊時所需的PRI的數(shù)目。
圖3的多普勒處理器可以是任一種處理器，將其設計為可根據(jù)信號的多譜勒偏移來分離或舍棄目標返回信號?？蓪⒃S多這類處理器當作一個對輸入信號的采樣進行適當加權的FFT來實現(xiàn)?，F(xiàn)在使用的專用雷達多普勒處理器包括(1)與相干積累濾波器(FFT)串聯(lián)的機載MTI(活動目標顯示器)，(2)通常包括一個緊隨一個FFT的主瓣雜波濾波器的脈沖多普勒雷達多普勒處理器，(3)成像合成孔徑雷達的交叉-測距(多普勒)處理器，以及(4)氣象多普勒雷達的平均速度及速度分布估測處理。在多普勒處理器中處理的脈沖數(shù)NI，可多于也可少于用來防止出現(xiàn)距離模糊的編碼數(shù)目N。對于大多數(shù)需要高多普勒分辨率或高雜波抑制的應用，NI將比N大許多。在這種情況下，將會對來自相關器的輸出進行累加，直到收集到NI。這項發(fā)明的主要因素是這樣的，由于所述的目標返回具有其脈沖在各脈沖中保持不變的雷達波形，所以各脈沖之間的相移與目標返回的多普勒相移相關。因此，本發(fā)明所使用的編碼不會破壞或阻礙這些相移。
多普勒處理器30可包括用于雜波處理或濾波器旁瓣控制、活動目標顯示、主波瓣雜波濾波器及零多普勒濾波器同時還有用于多普勒補償?shù)募訖唷?br> 圖3顯示了接收到的來自目標的全部脈沖串的時間點以及發(fā)生匹配時的匹配濾波器接收機。由于已接收到來自每個編碼的返回，所以可通過如下解釋來說明該匹配濾波器的操作，當圖1的波形被發(fā)射出去并射向到目標時，反射回雷達的信號具有以下特征它們有順序相同的相同的編碼，并被以相同的PRI即T所隔開。在經(jīng)歷了時間τ(對目標的往返傳播時間)之后，在圖3的匹配濾波器的輸入端首次接收到代碼C＇1。C＇1是接收到的由C1返回的時間延遲及多普勒頻移。如果要數(shù)字化地實現(xiàn)上述接收機，所接收到的信號首先要通過一個正交檢波器及一個模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器(A/D)。這里所做的對數(shù)字化實施方式的功能性描述是為了便于對本發(fā)明的理解。
數(shù)字化的C＇1為被輸入存儲器設備12，并存儲一段時間T。它同時也被送入相關器20，在這里產(chǎn)生C＇1與RN的互相關。RN是CN的復制信號的時間延遲及多普勒頻移。由于這兩個編碼的互相關最小，對于上述特性(5)，只有一個具有大約2/M電平的小信號被送到多普勒處理器30。在時間T時，后一個C＇1被移入設備14，并且還被送入使C＇1及RN-1產(chǎn)生互相關的相關器22。與此同時，接收到了來自目標的代碼C＇2。數(shù)字化的C＇2被送入標號為12的存儲器設備，并被存儲一段時間T。它也被送入使C＇2與RN產(chǎn)生互相關的相關器20。由于這兩組代碼的互相關都是最小的，所以對于上述特性(5)，只有具有2/M電平的最小信號被再次送入多普勒處理器30。
在稍后的另一個時間間隔T中，當接收到來自目標的代碼C＇3時，重復這一過程。C＇2及C＇1被分另移入存儲器設備14及存儲器設備16。該數(shù)字化的C＇3被送入存儲器設備12，并將其存儲一段時間T。它也被送入了使C＇3與RN產(chǎn)生互相關的相關器20。C＇2被送入使C＇2與RN-1發(fā)生互相關的相關器22。C＇1被送入使C＇1與RN-2產(chǎn)生互相關的相關器24。所有這些互相關都是最小的，所以具有大約為2/M電平的最小信號被送入多普勒處理器30。
在對該過程的第N-1次重復時，來自目標的C＇N被接收。C＇N-1、C＇N-2一直到C＇1被分別移入下一個存儲器設備14到18。所述數(shù)字化C＇N被送入存儲器設備12，并被存儲一段時間T。它也被送入產(chǎn)生RN的自相關的相關器20；C＇N-1被送入產(chǎn)生RN-1的自相關的相關器22；以此類推。最后，C＇1被送入產(chǎn)生R1的自相關的相關器28。所有這些自相關的峰值都是最大的，所以最大信號被送入多普勒處理器30。所述峰值是在N個代碼的脈沖串開始發(fā)射之后的τ+(N-1)T的時間點處產(chǎn)生的。τ與到目標的距離相應，即距離R=cτ/2，這里c是傳播速度。由于代碼是經(jīng)過匹配濾波器傳播的，又沒有產(chǎn)生其它的自相關，所以在發(fā)射多個代碼的時間段內(nèi)即NT期間，只產(chǎn)生一個與到目標的距離相關的峰值。因此，當具有PRI為T的相同的脈沖被發(fā)射出來時，第一距離模糊發(fā)生在R=cNT/2，而不是通常的R=cT/2處。
如果第一多普勒模糊發(fā)生在多普勒fd=1/T處，則距離-多普勒的作用范圍被擴大了N倍。如果每個脈沖(或代碼)的自相關峰值的相移可以與目標范圍內(nèi)由一個脈沖到另一個脈沖的改變相關，則可產(chǎn)生上述情況。在以下三種情況下可實現(xiàn)上述情況，(a)如果每個代碼都包括一組相同的頻率分量，而僅是改變它們在每個編碼內(nèi)出現(xiàn)的次序(上述特性(2))，(b)如果所有這些頻率分量彼此都是相干的；(c)如果所有的頻率分量都是由充分穩(wěn)定的振蕩器產(chǎn)生的，以致各個脈沖彼此相干。圖4顯示了產(chǎn)生這些編碼的一種方法的功能圖，以便能理解圖1和2中所顯示的波形的特性。
實現(xiàn)圖4的核心是被表示為穩(wěn)定本機振蕩器32及穩(wěn)定代碼振蕩器34的兩個穩(wěn)定的、相干的振蕩器。輸出的正弦信號的頻率為fo及l(fā)/τp。fo是一些合適的頻率例如是雷達的本機振蕩頻率。1/τp是將編碼子脈沖分隔開的頻率，如上述特性(3)。當上述兩種頻率被以所示的方式輸入到混頻器36、38、40及42時，長度為M的編碼的所有頻率分量都是相干地產(chǎn)生的。將這些頻率標記為fo、fo+l/τp一直到fo+(M-1)/τp。之后可通過在適當?shù)臅r間選通這些頻率中的每一個而產(chǎn)生特定的編碼。這是通過門44、46、48、50及52來實現(xiàn)的。門44直接與穩(wěn)定的本機振蕩器32相連。門46、48、50及52與相應的混頻器36、38、40及42的輸出相連。由于受到標記為P1到PM的定時脈沖指定的，這些門每次只接通一個。這些定時脈沖是在選出了所需代碼時由定時脈沖發(fā)生器54產(chǎn)生的。這些定時脈沖的寬度為τp。所述每個結果子脈沖被組合在一起，形成了具有所需編碼的雷達脈沖。這些子脈沖是在加法元件56中被合并的。
如上文所述，適當?shù)剡x擇由John Costas開發(fā)的某種跳頻編碼可具有本發(fā)明所需的所有特性。在IEEE會刊，第72卷，1984年9月第9期中出現(xiàn)的題目為“Construction and Properties of CostasArrays”的文章中公開了由Solomon Golomb及Herbert A.Taylor開發(fā)的用于構造這些代碼的程序。
在圖5中顯示了實現(xiàn)定時脈沖發(fā)生器的一個例子的功能圖，這些器件是時下可行的數(shù)字硬件。實用的設計將會計算所需代碼長度的所有已存在的代碼，并存儲它們以便能在子集被選出用于雷達操作時使用。這將允許在需要的時候例如近距離操作多重雷達時改變子集。在集合內(nèi)的編碼數(shù)目滿足如上所述的五個特征，這是由代碼的長度M所決定的，該M如前所示是時間-帶寬乘積的平方根。例如由全部脈沖長度Mτp=120ms和帶寬M/τp=30MHz得出了一個時間-帶寬積M2=3600及一個編碼長度M=60。使用出現(xiàn)在IEEE的會刊或航空航天及電子系統(tǒng)，第27卷，1991年1月第1期上，由D.M.Drumheller及I.T.Titlebaum所著的“Cross-Correlation Properties ofAlgebraically Constructed Costas Arrays”一文中所說明的方法時，由于M+1=61肯定是一個質(zhì)數(shù)，且使用Welch結構的編碼數(shù)Nc=960，所以N=60是可以接受的編碼長度?？蛇x擇這些編碼中的16個，它們具有需要用于本發(fā)明的所需的互相關特性。也可通過參照而加入對這種參考文獻的教學。這些編碼序列存儲在圖5的存儲器58中。
Nc個代碼序列的一個子集N被選出來用于雷達操作，并被存儲于分離的存儲器單元60中。在每一個PRI處，當準備發(fā)射一個脈沖時，從N個代碼序列中選出一個使用相同的用于觸發(fā)發(fā)射機的PRI觸發(fā)脈沖。將這一編碼序列放入寄存器62。PRI觸發(fā)器66是常見雷達定時電路的一部分。參見如圖5所示的方框64，在每個時間間隔τp，它將寄存器62內(nèi)的序列一次一個單元地依次讀出，這樣得到的輸出結果就是定時脈沖Pm。用于方框64以便能送到代碼序列的下一個單元的信號是由計數(shù)器68產(chǎn)生的。計數(shù)器68用門限檢測器70所產(chǎn)生的觸發(fā)脈沖每時間間隔τp增加1，其中門限檢測器70將來自穩(wěn)定代碼振蕩器34的輸出信號當作其輸入信號。門限檢測器70產(chǎn)生需要在每個時間間隔τp內(nèi)被計數(shù)的所需觸發(fā)脈沖。在下一個PRI,N個代碼序列中的另一個代碼被選中，計數(shù)器68被復位，且產(chǎn)生了下一個具有一個不同代碼的脈沖。在所有N個代碼序列都被使用過之后，第一序列又重新被選中，重復執(zhí)行上述循環(huán)。
使用了大的時間-帶寬積和/或需要非常高的多普勒分辨率的許多應用不僅可能需要在帶寬內(nèi)補償多普勒變化，比如對寬帶波形，而且很可能也需要通過將各個脈沖之間的頻率分量在時間上前移或后置所產(chǎn)生的相位“噪聲”，即需要在代碼之間進行補償。以下是實現(xiàn)這種接收機的一個例子。
所發(fā)射的信號是諸如Costas代碼的一組N個正交碼，如圖1所示，它們被順序地發(fā)射，其脈沖重復間隔為T。這里將正交代碼波形定義為這樣一種波形(a)其具有時間延遲的、多普勒頻移的復制信號的歸一化互相關在零時間延遲及零多普勒頻移處具有一個峰值M，而在這一峰值附近以外的區(qū)域為標稱的歸一化電平1，以及(b)其具有不同代碼的歸一化互相關沒有峰值。在圖2中顯示了該序列中的第n個代碼。所發(fā)射的序列可以用如下算術等式表示XT(t)=Σn=1NΣm=1Mej2πfmnt(u(t-(n-1)T-(m-1)τp)-u(t-(n-1)T-mτp))(1)]]>其中fmn=fr+lmn-1τp---(2)]]>它將本機振蕩器的頻率fo偏移到發(fā)射頻率fT。1mn是一個介于1到M之間的整數(shù)，它代表了用于第n個代碼或脈沖的第m個子脈沖的不同的頻率。這樣，參數(shù)1mn確定了所述代碼。
如果在t=0處，發(fā)射由等式(1)所描述的波形，它射向到在距離R處的一個目標，該目標正在以徑向分量為VR的速度移動。則其距離R=cτ/2,c是傳播速度，τ是向目標發(fā)射并返回的時間。因此在稍后于τ的時間處，收到的來自點目標的波形為XR(t)=XT(t)|t→t-τ,fmn→fmn+dmn其中dmn是第n個編碼或脈沖的第m個分量的多普勒頻移，即dmn=2

fmn。所收到的信號是XR(t)=Σn=1NΣm=1Mej2π(fmndmn)(t-τ)(u(t-τ-(n-1)T-(m-1)τp-u(t-τ-(n-1)T-mτp))--(3)]]>一個匹配濾波器接收機在補償相位“噪聲”的同時，還會補償在波形帶寬上的多普勒擴展，這種相位“噪聲”是由脈沖與脈沖之間在時間上向前或向后移動頻率分量所引起的。這種匹配濾波器具有一個沖激響應，它是接收到的等式(3)的共軛復數(shù)。使用正交(I,Q)檢測器從常規(guī)雷達接收機的前端刪去發(fā)射頻率，并使用模擬-數(shù)字(A/D)轉(zhuǎn)換器對所得到的基帶信號采樣并使其數(shù)字化。將等式(2)帶入等式(3)，并乘以e-j2πfTt，就得到了該正交檢測器的數(shù)學形式。復采樣的采樣頻率等于波形帶寬M/τp，且在A/D轉(zhuǎn)換器上進行。這是由用于每個采樣脈沖(編碼)的采樣函數(shù)

(t-τ-(i-1)

)數(shù)學表示的，其中δ是單位沖激響應。由于使用了等式(3)的單位階梯函數(shù)的選擇操作，用于每個子脈沖的這一采樣函數(shù)變?yōu)?

δ(t-τ-(n-1)T-(m-1)τp-(i-1)

)。
這樣，在經(jīng)正交檢測及采樣之后，接收到的信號變?yōu)閄R′(t)=e-j2πfrτΣn=1MΣm=1MΣi=1Me-j2π(dmn+lmn-1τp)δ((t-τ-(n-1)T-(m-1)τp(i-1)τpM)--(4)]]>由于A/D轉(zhuǎn)換器的振幅量化除了允許保持需數(shù)字實現(xiàn)的操作外，并不影響接收器的結構，所以在算式上忽略了它。
由于受從發(fā)射到返回的傳播時間的影響，所以在求和之前的指數(shù)僅是發(fā)射頻率的相移。它不影響接收機的結構，也不影響接收機輸出的幅度。因此不用進一步地考慮它。
圖6顯示了與從等式(4)得出的接收波形相匹配的相關器的功能圖。圖中顯示了一種方法，用于補償波形帶寬內(nèi)的各種多普勒相移，以及用于補償相位“噪聲”，這種相位“噪聲”是由在脈沖之間向前或向后移動頻率分量而引起的。標記為延遲器1到延遲器N-1以及相關器1到相關器N的分量與圖3中的相同，且在這里只是為了清楚才重復它。該圖的剩余部分為相關器n的細節(jié)。
在圖6中，N個相關器中每一個的功能是相同的。所以只詳細地顯示了相關器n，并將對其進行說明。首先，選出用于第n個代碼的M個子脈沖。將M個子脈沖標記為SMn、S(M-1)n、……、Smn、……、S1n，并通過選擇用于存儲接收到信號的采樣的存儲器(或被標記為延遲器1到延遲器N-1的存儲器設備)內(nèi)的單元來選擇它們，所接收到的信號的接收時間相隔τp。τp是子脈沖寬度?？蓪⑵涔δ芸醋魇谦@取用于第n個代碼的“延遲線”82的輸出，并將該輸出送到移位寄存器84，它在圖6中代表M-1個串聯(lián)的“延遲線”86、88、90及92。這些“延遲線”中的每一個都代表一個延遲τp。一組元件86、88、90及92形成了相關器n 80的一部分，且這樣一組器件形成了N個相關器中每個相關器的一部分。
將每個子脈沖送往子脈沖濾波器94、96、98、100。這些濾波器中的每一個的功能是選出第n個代碼的M個子脈沖中每一個子脈沖的M個采樣，并對每個采樣執(zhí)行合適的多普勒校正。之后通過將M個采樣合并(相加)，形成了與從每個子脈沖返回的時間延遲及多普勒延遲相匹配的匹配濾波器，所述子脈沖是用于0、1/NT、2/NT、……、(N-1)/NT的多普勒頻移。已經(jīng)詳細顯示了用于第n個編碼的第m個子脈沖的子脈沖濾波器102。所述的一組子脈沖濾波器構成了相關器n80的一部分，且這樣一組濾波器構成了N個相關器中每一個相關器的一部分，其中所述的一組子脈沖濾波器在圖6中被標記為子脈沖濾波器1到子脈沖濾波器M。
對于第n個編碼的第m個子脈沖，所述的M個采樣被標記為XMmn、X(M-1)mn、……、Ximn、……、X1mn，且通過選擇用于存儲接收到信號的采樣的存儲器(或存儲器設備86、88、90、92)中的單元來選擇這M個采樣，所接收到的信號的接收時間相隔τp/M。τp/M是采樣周期(采樣頻率的倒數(shù))?？蓪⑵涔δ芸醋魇谦@取用于第n個代碼的第m個子脈沖的“延遲線”延遲器M-m的輸出，并將該輸出送到移位寄存器，該移位寄存器在圖6中代表M-1個串聯(lián)的“延遲線”104、106、108及110。這些“延遲線”中的每一個都代表一個τp/M的延遲，并形成了構成相關器n 80的一部分的子脈沖濾波器的一部分，且這樣一組“延遲線”形成N個相關器中每一個相關器的M個子脈沖濾波器中每個子脈沖濾波器的一部分。
將所需的多普勒校正加到對器件112、114、116及118的這些采樣中的每一個上。這些一組一組的器件形成了構成相關器n 80的一部分的子脈沖濾波器m的一部分，且這些一組一組的器件形成了N個相關器中每一個相關器的M個子脈沖中每個子脈沖的一部分。
由于多普勒校正通常是未知目標的多普勒頻移的函數(shù)，所以形成了一個多普勒濾波器，用于每一個由所可能潛在的多普勒一直到最大的設計成間隔為1/T的非模糊多普勒頻移以及這些濾波器的分辨率及它們之間的距離為1/NT。在這一子脈沖濾波之后，任意附加多普勒處理的多個脈沖濾波器和脈沖對脈沖多普勒濾波器是由圖3中的多普勒處理器實現(xiàn)的。
多普勒相關器是通過將每個采樣(已詳細顯示了第i個采樣)乘以N個參考信號而實現(xiàn)的，每一個都與多普勒濾波器中的每個相對應。在圖6中，將N個乘法器標記為120、122、124、126及128。用這N個參考信號(對于k=1到N,Eikmn)組成了參考矢量，Eikmn={對于k=1到N,Eikmn)。圖6中的連接雙線(=)代表依賴于其所屬組的矢量、矩陣或張量信號，而信號線(-)代表換算器。在圖6中的下劃線變量以及這里的等式代表矢量、矩陣及張量。對于給定的i、m及n，用于第n個代碼的第m個子脈沖的第i個采樣的第i個參考矢量為Eikmn=[e-j2πφkmnTimn，對于K=1,N](5)其中φkmn=Lmnk-1NT+lmn-1τp--(6)]]>Timn=(n-1)T+(m-1)τp+(i-1)τpM---(7)]]>Lmn=1-M-lmnfrτp+M-1---(8)]]>如前所述，1mn是一個由特定代碼指定的從1到M的整數(shù)。它選擇第n個代碼的第m個子脈沖的頻率。用于第n個代碼的總參考張量為Rn=[Eikmn對于i=1到M,K=1到N,m=1到M](9)這些乘法積被標記為Yi1mn、Yi2mn、Yi3mn、……Yikmn、……YiNmn，其中以下等式給出了第k個乘積Yikmn=e-j2π(dmn-Lmnk-1NT)((n-1)τ+(m-1)τp+(i-1)τpM)--(10)]]>該乘積用于第n個代碼的第m個子脈沖的第i個采樣。所述N個乘積組成了用于這一采樣的多普勒校正矢量，并可這樣表示Yikmn=[Yi1mn、Yi2mn、……Yikmn、……YiNmn](11)這一矢量組成了來自圖6中被標記為多普勒相關i、m、n的分量的輸出，并將它與由標記為112、114、116及118的多普勒校正器件輸出的相似矢量合并而形成M×N維的矩陣。該矩陣對圖6中的標記為∑i的器件提供輸入。在這一點上，第n個代碼的M個子脈沖中每一個子脈沖的所有M個采樣都已經(jīng)具有所施加的合適的校正矢量(Eikmn,k=1到N)。標記為∑i的器件包括N個加法器(一個用于所形成的N個多普勒濾波器的每一個)，該加法器將子脈沖的M個多普勒被校正的采樣相加。在加法器中的該結果穿過矩陣的第i維，對于每一個k=1到N來說，其中的i=1到M。
由于被標記為的∑i器件在第i維處壓縮了輸入矩陣，所以由圖6中標記為∑i的器件又是長度為N的一個矢量。將該結果矢量標記為S’kmn,k=1到N，其中

該矢量構成了從圖6中標記為子脈沖濾波器m的器件輸出，并與從標記為子脈沖濾波器1到子脈沖濾波器M的多個子脈沖濾波器輸出的類似矢量合并，以便形成一個M×N維的矩陣。在這一點上，第n個代碼的所有M個子脈沖的每一個采樣都已經(jīng)具有被施加的合適校正矢量([Eikmn,k=1到N]，而i=1到M,m=1到M)。通過合并這些矢量得到的矩陣被標記為S＂kmn,k=1到N,m=1到M，且將其表示為S＂kmn=[S＇kmn、S＇k(M-1)n、S＇k(M-2)n、……、S＇kmn、……S＇k1n](13)該矩陣形成了圖6中被標記為相關器n的器件的輸出。該輸出是將輸入信號與第n個代碼的時間延遲及多普勒頻移的復制信號相關所得到的結果。產(chǎn)生校正以用于帶寬內(nèi)的多普勒頻移和相位“噪聲”的變化，該相位“噪聲”是由在代碼之間(即脈沖之間)在時間上向前或向后發(fā)生移動的每個頻率分量所產(chǎn)生的。由于校正是多普勒頻移的函數(shù)，所制造的N個校正用對輸入信號的每個采樣，每一個校正都用于構成圖3中的多普勒處理器的多普勒濾波器中的每一個。在編碼中脈沖之間的變化的全部影響已被消除，且除一點之外，保留的多普勒處理也可是傳統(tǒng)的，這一點即是在頻域而不是象通常所做的那樣在時域加權，以便能控制濾波器的模型。需要再強調(diào)一遍，在得到對每一個采樣的每個多普勒校正之后，可以以任意的順序執(zhí)行這些操作。參見等式(10)可看出，由數(shù)據(jù)的特性，可得出對i、m及n的求和順序是任意的。
對來自圖3中N個多普勒補償相關器20、22、24、26和28的S＂kmn,k=1到N,n=1到M，的輸出進行合并，以形成一個3階的數(shù)據(jù)張量，有時被稱作數(shù)據(jù)的三次冪。這是對圖7中功能性顯示的多普勒處理器的輸入，其中對每個脈沖或代碼的匹配濾波是伴隨多普勒濾波而實現(xiàn)的。這類似于用于線性頻率調(diào)制信號或其它代碼波形的傳統(tǒng)匹配濾波器的脈沖壓縮函數(shù)。由于這些代碼的相關已在多普勒補償相關器中實現(xiàn)，所以，每個脈沖的匹配濾波器或脈沖壓縮這樣實現(xiàn)的，即簡單地將來自N個多普勒補償相關器中每個多普勒補償相關器的M個子脈沖濾波器中的每個子脈沖濾波器的輸出相干地求和。這是由在圖7中標記為∑m的器件完成的。標記為∑m的器件包括N2次求和，它在數(shù)據(jù)的三次冪的m維上對于每個k=1到N及每個n=1到N，都從n=1到N求和。這些和的結果形成了圖7中的脈沖濾波器的輸出，這些輸出被標記為S＇kn,k=1到N，其中

在這一點處，所述張量S＂kmn減小到數(shù)據(jù)矩陣Skn，且每個脈沖被解碼并在距離內(nèi)被壓縮。距離分辨率為Cτp/2M，其中τp為子脈沖寬度，M是編碼長度。
在下一步中，形成的多普勒濾波器包括所有的N個脈沖。這提供了如圖7所示的N個多普勒頻率輸出，并被標記為D1、D2、D3、……、Dk、……、DN。標記為∑n的器件包括N次求和，它是對每個k=1到N，對n維數(shù)據(jù)矩陣從n=1到N求和。這些求和結果形成了圖7中標記為Dk的多普勒濾波器的輸出。其中k=1到N，這里

在該濾波器中心的用于多普勒頻移的值為Dk=(k-1)/NT，且由于相應的多普勒頻移與代碼的最高頻率分量的多普勒頻移fT+(M-1)/τp相對應，所以目標徑向速度為VR=(cτp/2)Dk/(fTτp+M-1) (16)請參見等式(8)，其它頻率分量的多普勒頻移是在相關時，由參數(shù)Lmn轉(zhuǎn)換為最高頻率分量的多普勒頻移。使用等式(2)，可迅速地導出目標徑向速度的表達式，以及多普勒頻移dmn=2VRcfmn]]>。因此，也導出了dmn=2VRc(fT+(1mn-1)/τp)]]>以及Dk=2VRc(fT+(M-1)/τp),]]>它可提前于等式(16)用于解決VR。另外，這兩個等式也說明了Lmn的表達式，等式(8)。
dmn/Dk=(fT+(1mn-1)/τp)/(fT+(M-1)/τp)=(fTτp+1mn-1)/(fTτp+M-1)=(fTτp+1mn-1+(M-1)-(M-1))/(fTτp+M-1)=1-(M-1mn)/(fTτp+M-1)=Lmn在到達所需的數(shù)目例如NI之前，可一直通過簡單地收集來自圖7的多普勒濾波器的輸出而使這些輸出被進一步地處理，以用于更高的多普勒分辨率。由于在這一點，已經(jīng)消除了脈沖編碼之間的影響，所以隨后的多普勒處理將會是傳統(tǒng)的多普勒處理器，諸如是圖7所示的MTI、FFT等等。
簡而言之，在多普勒補償之后，所述處理是由等式(10)所描述的數(shù)據(jù)的相干和簡單地組成的。參見等式(10)，如果dmn=Lmn(k-1)Nr，則N個脈沖的M個子脈沖的M個采樣的總和將給出一個標準化的幅度M2N，正如一個匹配濾波器所能做的那樣。
對于許多使用脈沖壓縮波形和脈沖多普勒處理的應用，控制脈沖壓縮濾波器的距離旁瓣以及控制多普勒濾波器的多普勒旁瓣是很重要的。這通常是由對所接收信號的采樣在距離上使用一個“窗”函數(shù)，或?qū)λ邮招盘柕牟蓸釉诿}沖之間使用一個“窗”函數(shù)來實現(xiàn)的，前一個“窗”函數(shù)是用于脈沖壓縮匹配濾波器，而后一個“窗”函數(shù)是用于脈沖多普勒處理濾波器。
對于本發(fā)明，是通過將代表所選“窗”函數(shù)的加權施加到每一個代碼的子脈沖上來實現(xiàn)將所述“窗”函數(shù)加到脈沖壓縮濾波器上的，其中所述的代碼是作為在圖7中標記為∑m的器件的輸入。所使用的加權順序是由子脈沖的頻率大小決定的，這種順序不是由子脈沖的時間確定的。這通常被稱作“頻率”加權，并且在本發(fā)明中是唯一的，這是因為在時間上加權的序列是由該脈沖的特定代碼決定的，而該脈沖的特定編碼又決定了其頻率在時間上出現(xiàn)的順序。例如，如果第n個脈沖是10個Costas代碼元素，由以下序列描述為1mn=[12485109736] (17)它會產(chǎn)生具有等式(2)所確定的頻率的編碼脈沖的子脈沖。圖8中顯示了與這一波形相對應的匹配濾波器(或自相關)，圖8是從該編碼第一次開始進入濾波器，在時間軸上標記為-10的子脈沖處，一直到它在濾波器內(nèi)完成時為止，即時間軸上標記為0的子脈沖處。繼續(xù)沿著該未經(jīng)測繪的時間軸，將會是該曲線的鏡像圖象，這是由于該波形存在匹配濾波器。因此，這里僅有一個峰值，且該峰值是在波形和相應的匹配濾波器間的時間延遲為0時出現(xiàn)的。
旁瓣區(qū)是在被稱作主波瓣的信號峰值以外的區(qū)。主波瓣的寬度是由全體脈沖寬度Mτp除以編碼長度的平方M2而得到的。這種窄的主波瓣響應將導致“脈沖壓縮”表達式。因此，在這一實施例中的“被壓縮的”脈沖寬度是τp/M或τp/10。
需要使旁瓣區(qū)在濾波器內(nèi)的響應最小。在這一實施例中，旁瓣區(qū)是從-10τp一直延伸到-0.1τp。通常的用于該代碼的旁瓣電平是由代碼的長度M確定的。盡管在圖8中只表示了一個代碼，但本發(fā)明同樣適用于對N個代碼的使用，這會使旁瓣降低1/N倍。從圖8中可看出，旁瓣電平與主波瓣的峰值相比的標稱值為0.1，正如編碼程度10所確定的那樣。然而這是這種編碼的特性，即在波形與濾波器響應之間的延遲小于子脈沖寬度(在圖8中為-1到0)時，濾波器的響應是sinc(x)函數(shù)，該函數(shù)會不論特定代碼是一組Costas代碼或不論該代碼的長度，而產(chǎn)生-13.7dB的峰值旁瓣電平。對這一區(qū)域的旁瓣的控制可以用兩種辦法實現(xiàn)。第一種需要對子脈沖應用“窗”函數(shù)，第二種要對CW子脈沖進行調(diào)制。
窗函數(shù)減小了這一區(qū)域中的旁瓣，但由于濾波器變得有點輕微的失配，所以產(chǎn)生了小的信號-噪聲比(S/N)損耗。為了說明這一點，將選擇使用能得到-40dB旁瓣的切比雪夫(chebychev)窗函數(shù)。則得到的加權為Wcheb=
(18)必須依照該子脈沖頻率的順序?qū)υ撟用}沖使用這種加權。因此，使用等式(17)，將這些加權加到所接收的信號上的順序是amn=
(19)這些是需要加到第n個代碼或脈沖的M個子脈沖上的M個幅度加權。在圖9中顯示了將這些加權加到輸入信號所得到的結果。比一個子脈沖寬度小的時間延遲區(qū)內(nèi)的“近軸”旁瓣被大大地減小了。在該區(qū)域外的“遠軸”旁瓣沒有受到很大的影響。主波瓣的寬度得到了輕微的增大，并挽救了1.2dB的S/N損耗。
將一個相似的“窗”函數(shù)以一種傳統(tǒng)的方式由一個一個的脈沖加到輸入信號上，以控制多普勒濾波器的旁瓣。多普勒濾波器是在圖7中標記為∑n的器件中形成的，該器件包括所有的N個脈沖。如圖7所示，該器件提供了N個多普勒頻率輸出，并被標記為D1、D2、D3、……Dk、……DN。標記為∑n的器件包括N次求和，對于每一個k=1到N，它在數(shù)據(jù)矩陣的n維上對n=1到N求和。這種求和也可是一個加權和。這是一個傳統(tǒng)的公知的技術，并不僅限于本發(fā)明。
為防止對輸入信號采樣所進行的多種應用的數(shù)目，定義了一組信號幅度加權Wmn=amnbn(20)其中bn是加到波形的N個脈沖上的加權，以便能控制多普勒旁瓣。將這些加權與等式(5)的參考信號合并，并如上所述加到圖6的多普勒相關器件上。由于包括了加權函數(shù)，所以等式(5)的參考信號變?yōu)镋ikmn=[對于每一個k=1,N，都有Wmne-j2πφkmnTimn](21)第二種減小出現(xiàn)在自相關函數(shù)區(qū)域內(nèi)的旁瓣的方法是對子脈沖使用一個調(diào)制，這里的自相關函數(shù)小于一個子脈沖寬度的相對延遲。調(diào)制本身必須具有一個在零延遲處的信號峰值及低峰值旁瓣的自相關函數(shù)。適當?shù)剡x擇二進制相位編碼來滿足這種標準。對子脈沖進行相位編碼的優(yōu)點包括(1)由一個等于相位代碼長度Mp的因數(shù)增加了時間帶寬，并因此由相同的因數(shù)增加了雷達的距離分辨率。(2)沒有使用窗函數(shù)而減小了靠近主波瓣的旁瓣以及相關的S/N損耗。(3)僅是由與代碼長度相等的因數(shù)，而不是象在頻率代碼的情況中使用與代碼長度的平方相等的因數(shù)增加了時間帶寬。這樣，對于一個給定的時間帶寬，可使用更長的頻率代碼，這樣做會產(chǎn)生更低的全體旁瓣和更多的代碼。(4)它允許產(chǎn)生更多的正交代碼，這些正交代碼將進一步減少代碼序列的互相關。
在圖10中顯示了一種用于實現(xiàn)相位編碼子脈沖調(diào)制器的功能圖。將長度為Mp的一組Np個選擇相位編碼存儲在圖10的存儲器132內(nèi)。用于每個脈沖的選擇相位編碼Cn通過調(diào)制器130，在這里將用于每個子脈沖調(diào)制的選擇相位編碼與頻率編碼的每個子脈沖進行調(diào)制。用于每個子脈沖的相位編碼是由圖10的器件134選擇的。用于134的能跳轉(zhuǎn)到下一個相位編碼的信號是一個觸發(fā)信號，該觸發(fā)信號是由將來自穩(wěn)定編碼振蕩器34的輸出作為其輸入的門限檢測器136產(chǎn)生的。門限檢測器134產(chǎn)生所需的觸發(fā)脈沖，以便在每個時間間隔τp內(nèi)改變相位編碼。
對于一個長度為Mp個元素的相位編碼，其子脈沖的寬度變?yōu)镸p/τp。這意味著在跳頻編碼的元素(子脈沖)之間的頻率間隔為Mp/τp，而且全部的寬度會通過因數(shù)Mp增加，這會導致距離分辨率借助于因數(shù)Mp增加。
通過以下例子來說明這個概念。用一個有10個元素的Costas代碼來說明假定序列的脈沖；將該代碼定義為1mn=[48510973612] (22)另外，可使用兩個13元素的Barker二進制相位代碼調(diào)制每個脈沖的子脈沖。所述Barker代碼被定義為φ1=[11111-1-111-11-11](23)以及φ2=[1-11-111-1-111111](24)其中+1代表0°的相移，-1代表180°的相移。
圖11中顯示了與這一波形相應的匹配濾波器(或自相關)，這種顯示起始于所述代碼第一次開始進入濾波器的時間點，該時間點在時間軸上標記為第-10個子脈沖處，一直顯示到它在該濾波器中結束，這個時間點在時間軸上標記為第0個子脈沖處。由于該波形存在匹配濾波器，所以沿該時間軸的余下部分是該曲線的鏡像圖象。因此，這里只存在一個峰值，并且該峰值出現(xiàn)在所述波形和與之相應的匹配濾波器之間的時間延遲為0的時候。比較圖11和圖8，在信號峰值附近的峰值旁瓣從-13.7dB降低到-21.9dB，平均旁瓣從-31.6dB降低到-40.5dB。圖中也顯示了更窄的峰值、更高的距離分辨率。
在圖12中顯示了四個這種Costas及Barker代碼波形的序列相應的所述匹配濾波器(或自相關)。比較圖12和11，在信號峰值附近的峰值旁瓣未受到明顯地衰減，這是因為它受到了13個元素的Barker代碼的自相關的控制。但是，平均旁瓣從-40.5dB降到了-46.7dB。這里用圖說明了編碼序列自相關函數(shù)的峰值的相干和和旁瓣的非相干和。
本發(fā)明的特性是基本上以幾種方式受到波形的時間帶寬積的限制。由于在對子脈沖使用了長度為Mp的二進制相位代碼時，子脈沖之間的頻率間隔為Mp/τp，并且存在M個子脈沖(即代碼長度為M)，所以該波形的帶寬為MpM/τp。該子脈沖的寬度(即時間寬度)為τp；因此M個子脈沖產(chǎn)生的全體脈沖寬度為Mτp。這樣時間帶寬乘積為MpM2。在幾種方法中，時間帶寬積、MpM2越大(或編碼長度M越長)，則這一波形/信號-處理原理的益處越大。
例如，自相關函數(shù)旁瓣內(nèi)的能量水平大約為時間帶寬積的倒數(shù)1/MpM2。如果這些旁瓣越低，則越容易設置峰值，因而也更容易檢測目標及對目標定位。另外，它增強了檢測在大目標附近區(qū)域內(nèi)的小目標的能力。
另外，互相關函數(shù)峰值的能量水平大約為時間帶寬積的倒數(shù)的兩倍2/MpM2。這些峰值越低，則更容易區(qū)分來自每個所發(fā)射脈沖的返回信號。因此，這代表了對距離模糊的抑制水平。
另外，在一組內(nèi)滿足如上所述的五個特性的頻率代碼的數(shù)目是由代碼長度M確定的，在沒有采用子脈沖的相位代碼時，該代碼長度M如前所示是時間帶寬積的平方根。例如，全體脈沖長度Mτp=120ms以及帶寬M/τp=30MHz給出了一個M2=3600的時間帶寬以及M=60的代碼長度。使用如前所述的方法，因為M+1=61一定是一個素數(shù)，而且僅使用Welch結構時的代碼數(shù)目為Nc=960，所以M=60是一個可行的編碼長度。具有好的互相關特性的編碼數(shù)目是16。當如上所述有13個元素的Barker代碼嵌入60個元素的Costas代碼內(nèi)時，具有好的相關特性的編碼數(shù)目至少為13×16=208。這個數(shù)目可由另一個用于一些應用的因數(shù)13來得到提高。大編碼數(shù)目的存在允許通過使用一組編碼的不同子組，使在沒有距離模糊的一個脈沖串中使用這些編碼的較大的子組，并且同樣重要的是允許多個雷達可在相同區(qū)域及相同頻帶內(nèi)操作。在這個例子中，如果所需的第一距離模糊是內(nèi)部脈沖周期的10倍，則需要使用10個代碼，可想象它會允許20個雷達以最小的干擾在鄰近的地方工作。
另外，對于給定的時間帶寬積MPM2，存在一個優(yōu)點即可使用更大的帶寬及更少的時間仍可得到這個積。這可導致更少喪失雷達發(fā)射機接通時返回雷達的目標更少的喪失，以及還可導致更大的距離分辨率，這對密集目標跟蹤，目標分類和計算入侵數(shù)目都是重要的；而且對于SAR應用，這會產(chǎn)生具有更高分辨率的圖象。
正如本領域技術人員所熟知的那樣，也可以用只對所公開的實施例進行一些等同替換的若干個實施例來實現(xiàn)本發(fā)明。
權利要求
1．用于測定一個或多個目標的距離和速度的一種雷達系統(tǒng)，包括一個編碼設備，用于產(chǎn)生射向到目標的至少一個具有N個射頻脈沖的序列，用一個時間T將每個所述脈沖與相鄰的脈沖分隔開，所述多個脈沖中的每一個包括若干M個連續(xù)的子脈沖，在每個所述脈沖內(nèi)的所述M個子脈沖的每一個展示了與特殊的子脈沖內(nèi)的剩余子脈沖不同的頻率，另外，其中就N個脈沖的所述序列內(nèi)的剩余脈沖來說，在每個所述脈沖內(nèi)的所述M個子脈沖的出現(xiàn)順序是唯一的；一個發(fā)射機，與所述編碼設備相連，用于發(fā)射所述射向到目標的至少一個具有N個脈沖的序列；以及一個接收機，用于接收從目標反射回的至少一個N個脈沖的序列，所述接收機包括若干延遲設備，每個所述的延遲設備將N個脈沖中的一個存儲一段時間T；若干相關器，每個所述的相關器或者與所述接收機的一個輸入相連，或者與所述延遲設備中的一個相連，每一個所述的相關器都可提供所述N個脈沖內(nèi)的一個脈沖的復制信號，所述每個相關器或者產(chǎn)生一個自相關，或者產(chǎn)生一個互相關輸出；以及一個多普勒處理器，用于處理所述若干相關器的所述自相關和所述互相關輸出，以產(chǎn)生對目標的沒有距離模糊和多普勒模糊的距離和速度的測量。
2．依據(jù)權利要求1的所述系統(tǒng)，其特征在于所述每個子脈沖的頻率由1/τP分隔開，其中τp是每個所述子脈沖的脈沖寬度。
3．依據(jù)權利要求1的所述系統(tǒng)，其特征在于所述多普勒處理器包括一個信號濾波裝置，該信號濾波裝置將具有N個脈沖的序列作為一個整體，在脈沖之間對其進行加權，以便減小在所述多普勒處理器內(nèi)產(chǎn)生的多普勒旁瓣。
4．依據(jù)權利要求2的所述系統(tǒng)，其特征在于所述相關器包括一個子脈沖濾波裝置，用于對所述子脈沖的頻率進行加權，以減小在所述相關器內(nèi)產(chǎn)生的距離旁瓣。
5．依據(jù)權利要求3的所述系統(tǒng)，其特征在于所述相關器包括一個子脈沖濾波裝置，用于對所述子脈沖的頻率進行加權，以減小所述相關器內(nèi)產(chǎn)生的距離旁瓣。
6．依據(jù)權利要求1的所述系統(tǒng)，其特征在于所述子脈沖的所述頻率包括二進制相位代碼。
7．依據(jù)權利要求6的所述系統(tǒng)，其特征在于所述接收機是在合成孔徑雷達內(nèi)提供的。
8．依據(jù)權利要求1的所述系統(tǒng)，其特征在于所述子脈沖的頻率包括多相編碼。
9．依據(jù)權利要求3的所述系統(tǒng)，其特征在于所述接收機是在合成孔徑雷達內(nèi)提供的。
10．依據(jù)權利要求4的所述系統(tǒng)，其特征在于所述接收機是在合成孔徑雷達內(nèi)提供的。
11．依據(jù)權利要求1的所述系統(tǒng)，其特征在于所述每個延遲設備是一個模擬延遲線。
12．依據(jù)權利要求1的所述系統(tǒng)，其特征在于所述每個延遲設備是數(shù)字存儲設備。
13．依據(jù)權利要求1的所述系統(tǒng)，其特征在于所述編碼設備包括一個Costas代碼波形發(fā)生器和一個定時設備，用于在一組可能潛在的Costas代碼中進行選擇，該定時設備對于所述N個脈沖中的每一個脈沖，都改變Costas代碼。
14．依據(jù)權利要求13的所述系統(tǒng)，其特征在于所述子脈沖的所述頻率包括二進制相位代碼。
15．依據(jù)權利要求14的所述系統(tǒng)，其特征在于所述接收機是在合成孔徑雷達中提供的。
16．依據(jù)權利要求1的所述系統(tǒng)，其特征在于所提供的所述N個脈沖的每一個脈沖都具有與其它脈沖相同的子脈沖數(shù)目及頻率。
17．一種用于檢測一個或更多個目標的距離及速度的聲納系統(tǒng)，包括一個編碼設備，用于產(chǎn)生射向到目標的至少一個具有N個聲納脈沖的序列，用一個時間T將每個所述脈沖與相鄰的脈沖分隔開，所述多個脈沖中的每一個都包括若干組M個連續(xù)的子脈沖，在每個所述脈沖內(nèi)的所述M個子脈沖的每一個展示了與特殊脈沖內(nèi)的剩余子脈沖不同的頻率，另外，其中就具有N個脈沖的所述序列內(nèi)的剩余脈沖來說，在每個所述脈沖內(nèi)的所述M個子脈沖的出現(xiàn)順序是唯一的；一個發(fā)射機，與所述編碼設備相連，用于發(fā)射所述射向到目標的至少一個具有N個脈沖的序列；以及一個接收機，用于接收從目標返回的至少一個具有N個脈沖的序列，若干延遲設備，每個所述的延遲設備將N個脈沖中的一個存儲一段時間T；若干相關器，每個所述的相關器或者與所述接收機相連，或者與所述延遲設備中的一個相連，所述每個相關器都可提供所述N個脈沖內(nèi)的一個脈沖的復制信號，所述每個相關器或者產(chǎn)生一個自相關，或者產(chǎn)生一個互相關輸出；以及一個多普勒處理器，用于處理所述若干相關器的所述自相關和所述互相關輸出，以產(chǎn)生對目標的沒有距離模糊和多普勒模糊的距離和速度的測量。
18．依據(jù)權利要求17的所述系統(tǒng)，其特征在于所述每個子脈沖的頻率由1/τp分隔開，其中τp是每個所述子脈沖的脈沖寬度。
19．依據(jù)權利要求17的所述系統(tǒng)，其特征在于所述多普勒處理器包括一個信號濾波裝置，該信號濾波裝置將一個具有N個脈沖的所述序列作為一個整體，在脈沖之間對其進行加權，以便減小在所述多普勒處理器內(nèi)產(chǎn)生的多普勒旁瓣。
20．依據(jù)權利要求18的所述系統(tǒng)，其特征在于所述相關器包括一個子脈沖濾波裝置，用于對所述子脈沖的頻率進行加權，以減小在所述相關器內(nèi)產(chǎn)生的距離旁瓣。
21．依據(jù)權利要求19的所述系統(tǒng)，其特征在于所述相關器包括一個子脈沖濾波裝置，用于對所述子脈沖的頻率進行加權，以減小所述相關器內(nèi)產(chǎn)生的距離旁瓣。
22．依據(jù)權利要求17的所述系統(tǒng)，其特征在于所述子脈沖的所述頻率包括二進制相位代碼。
23．依據(jù)權利要求22的所述系統(tǒng)，其特征在于所述接收機是在合成孔徑聲納內(nèi)提供的。
24．依據(jù)權利要求17的所述系統(tǒng)，其特征在于所述子脈沖的頻率包括多相代碼。
25．依據(jù)權利要求19的所述系統(tǒng)，其特征在于所述接收機是在合成孔徑聲納內(nèi)提供的。
26．依據(jù)權利要求20的所述系統(tǒng)，其特征在于所述接收機是在合成孔徑聲納內(nèi)提供的。
27．依據(jù)權利要求17的所述系統(tǒng)，其特征在于所述每個延遲設備都是模擬延遲線。
28．依據(jù)權利要求17的所述系統(tǒng)，其特征在于所述每個延遲設備都是數(shù)字存儲設備。
29．依據(jù)權利要求17的所述系統(tǒng)，其特征在于所述編碼設備包括一個Costas代碼波形發(fā)生器和一個定時設備，用于在一潛在Costas代碼中進行選擇，該定時設備對于所述N個脈沖中的每一個，都改變Costas代碼。
30．依據(jù)權利要求29的所述系統(tǒng)，其特征在于所述子脈沖的所述頻率包括二進制相位代碼。
31．依據(jù)權利要求30的所述系統(tǒng)，其特征在于所述接收機是在合成孔徑聲納中提供的。
32．依據(jù)權利要求17的所述系統(tǒng)，其特征在于所提供的所述N個脈沖的每一個都具有與其它脈沖相同的子脈沖頻率數(shù)。
33．一種使用雷達對一個或多個目標的距離和速度進行檢測的方法，包括產(chǎn)生射向到目標的至少一組N個射頻脈沖的序列，每個所述脈沖都與相鄰脈沖分隔開一個時間T，每個所述脈沖包括若干組M個連續(xù)子脈沖，在所述脈沖內(nèi)的每個所述的M個子脈沖在特殊脈沖上顯示出與剩余子脈沖不相同的頻率，其進一步在于，就所述具有N個脈沖的序列內(nèi)的剩余脈沖來說，所述每個脈沖內(nèi)的所述M個子脈沖的出現(xiàn)順序是唯一的；發(fā)射射向到目標的所述至少一個N個射頻脈沖的序列；接收從目標反射回的至少一個具有N個脈沖的序列；將所述N個脈沖的每一個都在若干延遲設備中存儲一段時間T；將所述N個脈沖中的每一個從相應的延遲設備傳送到各自的相關器，每個相關器都提供所述N個脈沖中每一個脈沖的復制信號；從每個所述的相關器中產(chǎn)生一個自相關輸出或一個互相關輸出；在多普勒處理器中處理所述自相關輸出和所述互相關輸出，以便產(chǎn)生沒有距離模糊和多普勒模糊的目標的距離測量和速度測量。
34．依據(jù)權利要求33的所述方法，其特征在于所述每個子脈沖的頻率是由1/τp分隔開，其中τp是每個所述子脈沖的脈沖寬度。
35．依據(jù)權利要求33的所述方法，進一步包括以下步驟將所述具有N個子脈沖的序列當作一個整體，在脈沖之間對其進行加權，以減小所述多普勒處理器內(nèi)產(chǎn)生的所述多普勒旁瓣。
36．依據(jù)權利要求34的所述系統(tǒng)，進一步包括以下步驟對所述子脈沖的頻率加權，以減小由所述相關器產(chǎn)生的距離旁瓣。
37．依據(jù)權利要求36的所述系統(tǒng)，其特征在于所述接收機是在一合成孔徑雷達內(nèi)提供的。
38．依據(jù)權利要求35的所述系統(tǒng)，進一步包括以下步驟對所述子脈沖的頻率加權，以減小由所述相關器產(chǎn)生的距離旁瓣。
39．依據(jù)權利要求38的所述系統(tǒng)，其特征在于所述接收機是在合成孔徑雷達內(nèi)提供的。
40．一種使用聲納對一個或多個目標的距離和速度進行檢測的方法，包括產(chǎn)生射向到目標的至少一個含N個聲納脈沖的序列，每個所述脈沖包括若干組M個連續(xù)子脈沖，在所述脈沖內(nèi)的所述M個子脈沖中的每一個子脈沖顯示出與特定脈沖上的剩余子脈沖不同的頻率，而且進一步在于，就N個脈沖的所述序列中的剩余子脈沖來說，所述脈沖內(nèi)的M個子脈沖的出現(xiàn)順序是唯一的；發(fā)射射向到目標的至少一個含N個射頻脈沖的序列；接收從目標反射回的至少一個含N個脈沖的序列；將所述N個脈沖的每一個都在若干延遲設備中存儲一段時間T；將所述N個脈沖的每一個從相應的延遲設備傳送到各自的相關器，所述相關器中的每一個都提供所述N個脈沖中一個脈沖的復制信號；從所述每個相關器中產(chǎn)生一個自相關輸出或一個互相關輸出；在多普勒處理器中處理所述自相關輸出及互相關輸出，以產(chǎn)生沒有距離模糊和多普勒模糊的目標的距離和速度測量。
41．依據(jù)權利要求40的所述方法，其特征在于所述每個子脈沖的頻率是由1/τp分隔開，其中τp是每個所述子脈沖的脈沖寬度。
42．依據(jù)權利要求40的所述方法，進一步包括所述步驟把含N個脈沖的所述序列當作一個整體，對其在脈沖間進行加權，以減小所述多普勒處理器中產(chǎn)生的多普勒旁瓣。
43．依據(jù)權利要求40的所述方法，進一步包括以下步驟對所述子脈沖的頻率進行加權，以減小由所述相關器產(chǎn)生的距離旁瓣。
44．依據(jù)權利要求43的所述系統(tǒng)，其特征在于所述接收機是在合成孔徑聲納中提供的。
45．依據(jù)權利要求42的所述系統(tǒng)，進一步包括以下步驟對所述子脈沖的頻率進行加權，以減小所述相關器產(chǎn)生的距離旁瓣。
46．依據(jù)權利要求45的所述系統(tǒng)，其特征在于所述接收機是在合成孔徑聲納內(nèi)提供的。
全文摘要
一種用于防止在雷達及聲納環(huán)境下發(fā)生距離模糊及多普勒模糊的方法及裝置。產(chǎn)生了一個具有N個脈沖的序列,每個脈沖包括許多連續(xù)的子脈沖。每個子脈沖顯示出與所述特定脈沖內(nèi)的剩余子脈沖不同的頻率。另外,對該序列中的剩余脈沖而言,每個脈沖內(nèi)子脈沖的出現(xiàn)順序是唯一的。用匹配濾波器接收機(10)及多普勒處理器(30)來產(chǎn)生自相關及互相關(R1－R
文檔編號G01S13/00GK1224503SQ97196000
公開日1999年7月28日 申請日期1997年4月30日 優(yōu)先權日1997年4月30日
發(fā)明者小格雷里A·安德魯斯 申請人:小格雷里A·安德魯斯