一種基于重疊差分循環(huán)相干積分的boc調(diào)制信號捕獲方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及GNSS(全球衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng))中接收機的捕獲處理領(lǐng)域，具體涉及的是一種基于重疊差分循環(huán)相干積分的BOC調(diào)制信號捕獲方法。本發(fā)明包括：接收機接收中頻信號作為處理數(shù)據(jù)的接收信號；將去除載波之后的信號作為4條支路的輸入信號；將數(shù)據(jù)塊進行自身疊加處理；本地生成要捕獲衛(wèi)星的PRN碼以及經(jīng)過BOC調(diào)制之后的BOC信號，并分別進行快速傅里葉變化；進行傅里葉反變換，求模；本地PRN碼作相乘處理，并進行傅里葉反變換；做減法運算，保留得到的值以及共軛值；將本條支路所得的共軛值與下一支路同一等級的值做乘積處理。本發(fā)明能夠較好的捕獲到弱信號，使得接收機對于弱信號的適應(yīng)性得到提高。
【專利說明】
—種基于重疊差分循環(huán)相干積分的BOC調(diào)制信號捕獲方法

【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本發(fā)明涉及GNSS (全球衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng))中接收機的捕獲處理領(lǐng)域，具體涉及的是一種基于重疊差分循環(huán)相干積分的BOC調(diào)制信號捕獲方法。

【背景技術(shù)】
[0002]隨著衛(wèi)星導(dǎo)航技術(shù)的快速發(fā)展，使得新一代衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)(GNSS — GlobalNavigat1n Satellite Systems)呈現(xiàn)出一種多級競爭與優(yōu)勢互補的薪新局面。衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)也從獨立建設(shè)開始走向合作開發(fā)利用，為了使多個導(dǎo)航系統(tǒng)之間實現(xiàn)兼容，使衛(wèi)星導(dǎo)航頻段能夠頻帶共享以及頻譜分離，同時達到較高的檢測精度和性能要求，所以新一代衛(wèi)星導(dǎo)航信號均采用二進制偏移載波(B0C—Binary Offset Carrier)調(diào)制方式。與BPSK(雙相移位鍵控)調(diào)制方式相比較，BOC調(diào)制使系統(tǒng)在性能上擁有多方面的優(yōu)勢:B0C調(diào)制在信道噪聲和抗多徑方面，可以獲得比BPSK調(diào)制更好的性能，該性能的提高主要源于BOC調(diào)制可以將信號能量更多的集中到信號所在帶寬的邊緣位置，增加信號的有效帶寬；可以通過不同的頻帶占有方式減少與公共頻帶上已有導(dǎo)航信號間的干擾；改進的BOC調(diào)制方式既可以實現(xiàn)在信號上下邊帶分別承載不同信號的功率，又能簡化發(fā)射端基帶發(fā)生器和高頻功率放大器的設(shè)計。當(dāng)然BOC調(diào)制方式也是存在缺點的，那就是自相關(guān)函數(shù)(ACF—Autocorrelat1n Funct1n)具有多邊峰特性，并且邊峰的個數(shù)會隨著調(diào)制階數(shù)的提高而增加，容易使信號在捕獲或跟蹤時出現(xiàn)模糊點，從而造成誤捕獲或誤跟蹤現(xiàn)象，給測距帶來模糊性。
[0003]目前，已經(jīng)提出了一些方法來解決BOC調(diào)制信號模糊問題，主要有以下幾種方法:
(l)bump and jump通過增加兩路額外的相關(guān)器，即遠超前和遠滯后相關(guān)器，通過比較相鄰兩峰的接收功率，確保即時支路所產(chǎn)生的本地碼能夠與接收信號對齊，保證即時支路捕獲到主峰，降低誤鎖概率。該方法優(yōu)勢在于一旦鎖定主峰，具有較高的跟蹤精度，缺點是由于它是基于主峰和兩側(cè)邊峰功率大小比較，所以當(dāng)信噪比較低時會有很高的漏檢和虛警概率，并且一旦發(fā)生誤鎖情況，所需的恢復(fù)時間較長，因此對于實時性的場合不太適合。(2)BPSK-1ike方法，該方法主要有兩種典型的代表應(yīng)用，分別被命名為“B&F”法和“M&H”法，其核心思想是利用BOC調(diào)制信號功率譜主瓣與BPSK調(diào)制信號功率譜相似的特性，實現(xiàn)BOC自相關(guān)函數(shù)的單峰特性，但該方法也是存在著不足和局限的，例如由于采用了濾波器，對于單邊帶處理情況會存在3db的衰減,對于雙邊帶來說,會有0.5db的衰減,而且該方法也喪失了 BOC調(diào)制信號高精度跟蹤性能的優(yōu)勢，所以需要進一步改進和優(yōu)化處理。(3)三路并行相關(guān)的捕獲算法，該算法是基于時域串行操作的，通過附加兩條支路避免BOC調(diào)制信號相關(guān)零點的影響。過程是通過本地產(chǎn)生3路BOC信號，并以其中一路的相位為基準(zhǔn)，另外兩路分別為超前和滯后支路。三路信號并行處理，最大值超過門限則認為捕獲到信號，該方法的缺點是只適用于BOC(η, η)型信號。(4)自相關(guān)邊峰消除技術(shù)(ASPeCT-auto-correlat1n
side-peak cancellat1n technique),通過利用BOC自相關(guān)函數(shù)平方與B0C/PRN互相關(guān)函數(shù)平方之間的特殊特點來實現(xiàn)去除邊峰的目的，但是該方法只適用于SinBOC(η，η)型。
[0004]目前提出的解決BOC調(diào)制信號捕獲問題都是在較強信號的情況下，而對于微弱BOC信號的捕獲，還基本沒有人涉及，但是由于城市中是使用定位系統(tǒng)較多的地方，而在城市中信號會被衰減到很弱的情況，在這種情況下，上述提出的BOC信號捕獲就基本不能夠使用了，所以要對微弱BOC信號的捕獲算法進行研究就成了不可避免的趨勢。


【發(fā)明內(nèi)容】

[0005]本發(fā)明的目的在于為了能夠?qū)OC弱信號進行捕獲，提出一種可以有效捕獲到弱信號，并且計算量不大的改進弱信號方法與自相關(guān)邊峰消除法相結(jié)合，改造成適合于BOCd, I)型的基于重疊差分循環(huán)相干積分的BOC調(diào)制信號捕獲方法。
[0006]本發(fā)明的目的是這樣實現(xiàn)的:
[0007]步驟1:接收機接收一段長為20MmS+10mS距離的中頻信號作為處理數(shù)據(jù)的接收信號，M = 1，2，3...，對接收信號進行去載波處理，與本地復(fù)現(xiàn)的載波復(fù)正弦信號進行混頻處理，多普勒頻移范圍(ωΜη，coDmax)，搜索頻率步進Λ ω D，檢測閾值Υ，
[0008]接收信號為:
[0009]:v(k) = c(Ik -1Jd(Ik)cos[((O〃,-ωη)ik + φ\ + n(k)
[0010]s (k)是在采樣時間tk時的接收信號，c (tk-ts)為初始碼相位為ts的BOC碼序列；口為初始載波相位；頻率《IF是中頻，ωΒ是載波信號的多普勒頻移；n(k)是高斯白噪聲；k=O, I,…N-1,為處理數(shù)據(jù)段的采樣點數(shù)；
[0011]將接收信號s (k)與本地載波復(fù)正弦信號2cxp[-./(i%.-(0,>,)tk +φ)]進行混頻處理，濾除高頻分量后得到:
[0012]
h{k) =c(ij -?JaMAcoil + Αφ)- jc(Ik —久)sin(Ary" + Αφ) + nk
[0013]Aad = ω0 — com ,為第i次載波頻率搜索點與接收/[目號間的頻率差值；ωυ是第i
次的本地載波的多普勒頻移；Αφ = φ-φ,為對應(yīng)的相位差值；當(dāng)頻率差值Λ cod = O時，SP
本地復(fù)現(xiàn)的載波頻率與接收信號的載波頻率相等時，實現(xiàn)載波的完全剝離，得到包含常數(shù)因子的接收到的 BOC 序列為:cos(A^>'(/a —/、)一./Sin(ApMz) -1J.,
[0014]步驟2:將去除載波之后的信號作為4條支路的輸入信號，其中支路I不做延遲處理，支路2延遲5ms,支路3延遲1ms,支路4延遲15ms ；
[0015]步驟3:每個數(shù)據(jù)塊之間有5ms數(shù)據(jù)的重疊，依次記為…V，其中m =1,2，3，…，M，將數(shù)據(jù)塊進行自身疊加處理，將每一個1ms長度的數(shù)據(jù)塊疊加成Ims的長度，分別記為}?*、少 3,’Γ、y:’ m= 1，2…M，對Ims數(shù)據(jù)進行FFT處理，
廠I/廠]\
FYlm^ f Ur] I
FYmvm
[0016]2 = FFT -2 m=0, I, *..Μ；
FY；"}’;■
打:」U>dJ
[0017]步驟4:本地生成要捕獲衛(wèi)星的PRN碼以及經(jīng)過BOC調(diào)制之后的BOC信號，并分別進行快速傅里葉變化，且取復(fù)共軛，
[0018]Cprn= (FFT(Cprn))*
[0019]Cboc= (FFT(CbJ)*
[0020]其中cpm表示衛(wèi)星信號的PRN碼，Cboc表示本地生成的BOC信號，*表示進行取復(fù)共軛操作；
[0021]步驟5:將經(jīng)過步驟3處理后的信號與經(jīng)過步驟4處理后的本地BOC信號作相乘處理,并進行傅里葉反變換,再求模，
_叫 (FV* Cb0；
RmPYm
[0022]2 = IFFT 2 boc m 二 I，2 …/V/ ;
BI'FY^Cboc
_<」 UnJ
[0023]步驟6:將經(jīng)過步驟3處理后的信號與經(jīng)過步驟4處理后的本地PRN碼作相乘處理，并進行傅里葉反變換，再求模，
"C4H1 (Cpm^
CAmFYm * C
[0024]2 二 IFFT 2 pm w = l,2 …Μ;
CA；"FY"* Cpm
[0025]步驟7:用步驟5的結(jié)果與步驟6的結(jié)果做減法運算，保留得到的值以及共軛值，
"zr]「K η^4?！?br> ζ:1 sr 卜 I cci
[0026]2=1211 2 I ,? = 12’’.Μ;
ζ；1 K 卜|匸4"1
_z:」LiiC1-1cd
[0027]步驟8:將本條支路所得的共軛值與下一支路同一等級的值做乘積處理，判斷其中沒有數(shù)據(jù)位跳變的支路，選取出，與捕獲門限做比較，判斷是否捕獲到信號，如果捕獲到則進行跟蹤環(huán)節(jié)，否則調(diào)整本地載波和本地碼，重新重復(fù)該過程:
[0028]A = Z11 (Z12 )* + Z12 (Z22 )* + …+ Zfi (Zf )*
[0029]B = Z12 (Z1i )* + Ζ； (Z； )*+...+ Zf (Zf)"
[0030]C = Zl(Zl)*+ Z；(Z；)*+...+ Zf (Zf )*
[0031 ] D = Z14 (Z12 )* + Z42 (Zf)* + -- + Zf (Z廣1 )*
[0032]通過比較這4個式子峰值的大小，確定數(shù)據(jù)跳變位于哪組分塊中，將不存在跳變的分塊組所對應(yīng)的差分相干累積結(jié)果的峰值與預(yù)先設(shè)定的檢測閾值Y作比較，判斷信號是否捕獲成功，如果結(jié)果Y大于檢測閾值Y則表明捕獲成功；若小于檢測閾值Y，則表明當(dāng)前的衛(wèi)星信號并沒有捕獲成功，調(diào)節(jié)載波頻率步進，重復(fù)以上的搜索過程，直到衛(wèi)星信號捕獲成功。
[0033]本發(fā)明的有益效果在于:
[0034](I)本發(fā)明采用的是差分循環(huán)相干積分法。該方法將相鄰的2個信號塊進行共軛相乘，然后判斷其中不含數(shù)據(jù)跳變的數(shù)據(jù)段，優(yōu)點是能夠較好的捕獲到弱信號，使得接收機對于弱信號的適應(yīng)性得到提高。
[0035](2)本發(fā)明中對接收數(shù)據(jù)進行了疊加處理，減小了相干積分的運算量，從而提高了捕獲速度。
[0036](3)本發(fā)明采用了重疊差分的理念，可以實現(xiàn)較長時間的相干積分與差分相干運算的結(jié)合。
[0037](4)本發(fā)明將弱信號捕獲方法與自相關(guān)邊峰消除法相結(jié)合，改造成適合于BOCd, D型調(diào)制信號，有利于接收機對于新型衛(wèi)星導(dǎo)航信號的捕獲的發(fā)展。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0038]圖1是重疊差分分塊示意圖；
[0039]圖2是自相關(guān)邊峰消除法原理圖；
[0040]圖3方法原理圖；
[0041 ] 圖4是檢測概率對比圖。

【具體實施方式】
[0042]下面結(jié)合附圖對本發(fā)明做進一步描述。
[0043]該方法的步驟如下:
[0044]步驟1:接收機接收一段長為20Mms+10ms距離的中頻信號作為處理數(shù)據(jù)，M=1，2，3...，選取的信號長度越長，則信號的捕獲效果越好，將該數(shù)據(jù)信號進行去載波處理，使其與本地復(fù)現(xiàn)的載波復(fù)正弦信號進行混頻處理，設(shè)定合適的多普勒頻移范圍(ωΜη, ?DmJ，以及搜索頻率步進Λ ωΒ，同時設(shè)定檢測閾值Y。
[0045]步驟2:將去除載波之后的信號作為4條支路的輸入信號，其中支路I不做延遲處理，支路2延遲5ms,支路3延遲1ms,支路4延遲15ms。
[0046]步驟3:將每個數(shù)據(jù)塊進行疊加處理，即對該1ms數(shù)據(jù)進行對應(yīng)相位的疊加，將其處理成Ims信號，然后對其進行快速傅里葉變化處理。由于信號應(yīng)用傳統(tǒng)的相干累積所得出的輸出和應(yīng)用先疊加后相關(guān)方式得出的輸出效果上一樣，而應(yīng)用先疊加后相關(guān)的算法可以有效的減少計算量，所以在此處使用該方法。
[0047]步驟4:本地生成要捕獲衛(wèi)星的PRN碼以及經(jīng)過BOC調(diào)制之后的BOC信號，并分別進行快速傅里葉變化，且取復(fù)共軛。
[0048]步驟5:將經(jīng)過步驟3處理后的信號與經(jīng)過步驟4處理后的本地BOC信號作相乘處理,并進行傅里葉反變換,再求模。
[0049]步驟6:將經(jīng)過步驟3處理后的信號與經(jīng)過步驟4處理后的本地PRN碼作相乘處理，并進行傅里葉反變換，再求模。
[0050]步驟7:用步驟5的結(jié)果與步驟6的結(jié)果做減法運算，保留得到的值以及它的共軛值。
[0051]步驟8:將本條支路所得的共軛值與下一支路同一等級的值做乘積處理，例如，支路I的塊I的共軛值與支路2的塊I的值做乘積處理，支路2的塊I的共軛值與支路3的塊I的值做乘積處理，支路4的塊I的共軛值與支路I的塊2的值做乘積處理，判斷其中沒有數(shù)據(jù)位跳變的支路，選取出，與捕獲門限做比較，判斷是否捕獲到信號，如果捕獲到則進行跟蹤環(huán)節(jié)，否則調(diào)整載波頻率步進，重新重復(fù)該過程。
[0052]本發(fā)明描述的方法是針對于新型衛(wèi)星調(diào)制信號的捕獲方法，即BOC調(diào)制弱信號捕獲方法，該發(fā)明采用了差分循環(huán)相干積分法，該方法的創(chuàng)新之處是首次采用了重疊差分循環(huán)相關(guān)積分與自相關(guān)邊峰消除法相結(jié)合，實現(xiàn)了 BOC調(diào)制弱信號的捕獲，實現(xiàn)了較長時間的相干積分與差分相干運算的結(jié)合，本發(fā)明將相鄰的2個數(shù)據(jù)塊進行重疊共軛相乘，然后在4個結(jié)果中選取出不含數(shù)據(jù)跳變的數(shù)據(jù)段，使其與設(shè)定門限作比較，而且該發(fā)明對噪聲的放大相對來說比較小，從而改善了信號的信噪比，并且與一般的方法相比計算量也不大。本發(fā)明方法如圖3所示，步驟如下:
[0053]步驟1:接收機接收一段長為20Mms+10ms距離的中頻信號作為處理數(shù)據(jù)，M=1，2，3...，選取的信號長度越長，則信號的捕獲效果越好，將該數(shù)據(jù)信號進行去載波處理，使其與本地復(fù)現(xiàn)的載波復(fù)正弦信號進行混頻處理，設(shè)定合適的多普勒頻移范圍(ωΜη, ?DmJ，以及搜索頻率步進Λ ωΒ，同時設(shè)定檢測閾值Y。
[0054]具體過程如下:
[0055]設(shè)接收信號的信號模型為:
[0056]
、(/ ) = <_(/, —/'>/(//')cos[(?〃..—《")//' +(p] + n{k)(I)
[0057]式(I)中:s (k)是在采樣時間tk時的接收信號，c (tk-ts)為初始碼相位為ts的BOC碼序列；Ψ為初始載波相位；頻率ωιρ是中頻，ωΒ是載波信號的多普勒頻移；n(k)是高斯白噪聲；k = O, I,…N-1，為處理數(shù)據(jù)段的采樣點數(shù)。
[0058]將接收信號s (k)與本地載波復(fù)正弦信號2cxp[-./(w〃..)/,； +φ)]進行混頻處理。濾除高頻分量后得到:
[0059]
h(k) = c(tk -1s)cos{Aoj, + Δ,φ)- Jcdl1-/+ Δ?/>) + nk(2)
[0060]式⑵中:= ωΒ -ωα為第i次載波頻率搜索點與接收信號間的頻率差值；
_是第i次的本地載波的多普勒頻移；= 為對應(yīng)的相位差值；當(dāng)頻率差值Λ ?d=O時，即本地復(fù)現(xiàn)的載波頻率與接收信號的載波頻率相等時，便可實現(xiàn)載波的完全剝離，最終會得到包含常數(shù)因子的接收到的BOC序列為:cos(A^)c(4-ts)
[0061]步驟2:將去除載波之后的信號作為4條支路的輸入信號，其中支路I不做延遲處理，支路2延遲5ms,支路3延遲1ms,支路4延遲15ms。
[0062]具體過程如下:將去除載波之后的信號作為4條支路的公共輸入信號，但是在4條支路處理前，要做一些操作，即使支路I不做延遲處理，支路2做出延遲5ms的操作，支路3延遲1ms,支路4延遲15ms。
[0063]步驟3:將每個數(shù)據(jù)塊進行疊加處理，即對該1ms數(shù)據(jù)進行對應(yīng)相位的疊加，將其處理成Ims信號，然后對其進行快速傅里葉變化處理。由于信號應(yīng)用傳統(tǒng)的相干累積所得出的輸出和應(yīng)用先疊加后相關(guān)方式得出的輸出效果上一樣，而應(yīng)用先疊加后相關(guān)的算法可以有效的減少計算量，所以在此處使用該方法。
[0064]具體過程如下:
[0065]如圖1所示，每個塊與每個塊之間有5ms數(shù)據(jù)的重疊，依次記為)…IT，其中m=1，2，3，…，M例如，第一個20ms數(shù)據(jù)長度(并不一定剛好是一個數(shù)據(jù)位)被分割成4塊，依次記為片，玲，拉，P，需要用到下一個20ms數(shù)據(jù)中的前5ms，第二個數(shù)據(jù)塊分割后的數(shù)據(jù)依次記為K2，疔，疔，^依次類推，最后一個塊的數(shù)據(jù)表示為if1
[0066]將這些數(shù)據(jù)塊進行自身疊加處理，即將每一個1ms長度的數(shù)據(jù)塊疊加成Ims的長度，分別記為<、<、、y:，m= 1，2...Μ。這樣再對該Ims數(shù)據(jù)進行處理時實際上是對1ms的數(shù)據(jù)進行了處理，將數(shù)據(jù)進行FFT處理。
廠Π/廠 π、
PYmvm
[0067]2 =FFT 少2 m=()丄…M(3)
FY:
_《」
[0068]步驟4:本地生成要捕獲衛(wèi)星的PRN碼以及經(jīng)過BOC調(diào)制之后的BOC信號，并分別進行快速傅里葉變化，且取復(fù)共軛。
[0069]Cprn= (FFT(Cprn))*
[0070]Cboc= (FFT(CbJ)*
[0071]其中cpm表示衛(wèi)星信號的PRN碼，Cboc表示本地生成的BOC信號，*表示進行取復(fù)共軛操作。
[0072]步驟5:將經(jīng)過步驟3處理后的信號與經(jīng)過步驟4處理后的本地BOC信號作相乘處理,并進行傅里葉反變換,再求模。
DwI( T7Vm ^ C \
D\Γ1I ^boc
BmFFm
[0073]2 = IFFT 2 boc 梆= 1,2..-M(4)
B；1FY^Cboc
_<」 Un
[0074]步驟6:將經(jīng)過步驟3處理后的信號與經(jīng)過步驟4處理后的本地PRN碼作相乘處理，并進行傅里葉反變換，再求模。
"C4n,1 卜 U
CAmFYm C
[0075]2 =IFFT 2 pm ? = 1,2..-Af(5)
CA；1FY^Cpm
CAmFYm
」 V/ 4 J
[0076]步驟7:用步驟5的結(jié)果與步驟6的結(jié)果做減法運算，保留得到的值以及它的共軛值。
'z;Hl「| β;"Ηα?！?br> Ζ: I B: 1-1 CA!: I
[0077]=/? = 1,2..-M^ 6)
Ζ；.I B;1 1-1 CA；.I
Lkhccl
[0078]步驟8:將本條支路所得的共軛值與下一支路同一等級的值做乘積處理，例如，支路I的塊I的共軛值與支路2的塊I的值做乘積處理，支路2的塊I的共軛值與支路3的塊I的值做乘積處理，支路4的塊I的共軛值與支路I的塊2的值做乘積處理，判斷其中沒有數(shù)據(jù)位跳變的支路，選取出，與捕獲門限做比較，判斷是否捕獲到信號，如果捕獲到則進行跟蹤環(huán)節(jié)，否則調(diào)整本地載波和本地碼，重新重復(fù)該過程。
[0079]具體過程如下:
[0080]A = Z11 (Z12 )* + Z12 (Z； )* +...+ Zf (Zf )*(7)
[0081]B = Z12 (Z13 +Z；(Z；Y + ■■■ + Zf (Zf )*(8)
[0082]C = Z\ (Z14 )* +Z；{Z；)* +■■■ + Zf {Zf )*(9)
[0083]D = Ζ\(Ζ?~ )* + Z42 (Z31 )* + ■■■ +Zf (Zfi+1 )*(10)
[0084]假設(shè)在20Mms+6ms位置處發(fā)生數(shù)據(jù)跳變，M = 1，2，3...，由于數(shù)據(jù)是進行1ms分塊，相鄰兩個數(shù)據(jù)塊之間有5ms的數(shù)據(jù)重合，所以含有數(shù)據(jù)跳變的塊為ΖΓ和/ W兩項。
[0085]通過觀察上述4個等式，可以看出，等式(7)、(8)、(9)、(10)中不包含和Z2"1這兩項的只有等式(9)，由于導(dǎo)航數(shù)據(jù)比特跳變出現(xiàn)在這些分塊中時，那么該分塊的前后差分相關(guān)將會出現(xiàn)較大的削弱，導(dǎo)致最終的累積結(jié)果出現(xiàn)較大的衰減，而不存在跳變的數(shù)據(jù)塊，其差分相關(guān)累積結(jié)果將有比較大的累計值。通過比較這4個式子峰值的大小，就可以確定數(shù)據(jù)跳變位于哪組分塊中。將不存在跳變的分塊組所對應(yīng)的差分相干累積結(jié)果的峰值與預(yù)先設(shè)定的檢測閾值Y作比較，判斷信號是否捕獲成功。將得到的結(jié)果與檢測閾值Y作比較，如果結(jié)果Y大于檢測閾值Y則表明捕獲成功；若小于檢測閾值Y，則表明當(dāng)前的衛(wèi)星信號并沒有捕獲成功，調(diào)節(jié)載波頻率步進，重復(fù)以上的搜索過程，直到衛(wèi)星信號捕獲成功。
【權(quán)利要求】
1.一種基于重疊差分循環(huán)相干積分的BOC調(diào)制信號捕獲方法，其特征是: 步驟1:接收機接收一段長為20MmS+10mS距離的中頻信號作為處理數(shù)據(jù)的接收信號，M=1，2，3...，對接收信號進行去載波處理，與本地復(fù)現(xiàn)的載波復(fù)正弦信號進行混頻處理，多普勒頻移范圍(《Dmin，《Dmax)，搜索頻率步進Λ ω D，檢測閾值Υ， 接收信號為:■V(/v) = C‘(Ik — Is )d{tk ) COS[((O〃,-COn )tk + 爐]+ /7(/i) s (k)是在米樣時間tk時的接收彳目號，c (tk_ts)為初始碼相位為ts的BOC碼序列；P為初始載波相位；頻率《IF是中頻，ωΒ是載波信號的多普勒頻移；n(k)是高斯白噪聲；k =.O,I,…N-1，為處理數(shù)據(jù)段的采樣點數(shù)； 將接收信號s (k)與本地載波復(fù)正弦信號2(^丨:)|；-/化;〃..-&,),；^ +0]進行混頻處理，濾除高頻分量后得到:h(k) = c{tk — ts) cos(A^..+ Αφ) - jc{tk - /、) sin(A^ + Αφ) + nk
= wD-ωα,為第i次載波頻率搜索點與接收信號間的頻率差值ωυ是第i次的本地載波的多普勒頻移= g，為對應(yīng)的相位差值；當(dāng)頻率差值A(chǔ)od = O時，即本地復(fù)現(xiàn)的載波頻率與接收信號的載波頻率相等時，實現(xiàn)載波的完全剝離，得到包含常數(shù)因子的接收到的BOC序列為:α?(Δ妙仏- /J-./Sin(A^)CCZ1-1s)； 步驟2:將去除載波之后的信號作為4條支路的輸入信號，其中支路I不做延遲處理，支路2延遲5ms,支路3延遲1ms,支路4延遲15ms ； 步驟3:每個數(shù)據(jù)塊之間有5ms數(shù)據(jù)的重疊，依次記為…C，其中m = 1，2，3，…，M，將數(shù)據(jù)塊進行自身疊加處理，將每一個1ms長度的數(shù)據(jù)塊疊加成Ims的長度，分別記為.7Γ > '、Λ，m = I，2…M，對Ims數(shù)據(jù)進行FFT處理， ~ FY1mI K PYmvm
. 2 二FFT 少2 m=0, 1，…Μ; F73mv3m w」IUi 步驟4:本地生成要捕獲衛(wèi)星的PRN碼以及經(jīng)過BOC調(diào)制之后的BOC信號，并分別進行快速傅里葉變化，且取復(fù)共軛，
Cprn= (FFT(Cprn))*
Cboc = (FFT(CbJ)* 其中Cpm表示衛(wèi)星信號的PRN碼，Cboc表示本地生成的BOC信號，*表示進行取復(fù)共軛操作； 步驟5:將經(jīng)過步驟3處理后的信號與經(jīng)過步驟4處理后的本地BOC信號作相乘處理，并進行傅里葉反變換，再求模，
'Sfl(FYxm* Cboc^

T7Vm * c . 2 =IFFT 2 boc m =； B':FYl^Cboc Rmpvm
_u4」V/ J4 Iboc J 步驟6:將經(jīng)過步驟3處理后的信號與經(jīng)過步驟4處理后的本地PRN碼作相乘處理，并進行傅里葉反變換，再求模， CAmFYm *Γ
. 2= IFFT 2 pm m = C4!FY^Cpm CAmFYm _l^4」V/ 4 Ipm J 步驟7:用步驟5的結(jié)果與步驟6的結(jié)果做減法運算，保留得到的值以及共軛值，
[\B；tt\-\CA^「 zr Isrι-1cjn 10 ?/?
"=" m = 1,2— -M ；
Ζ:>!|-|C4f I
_Z:」 步驟8:將本條支路所得的共軛值與下一支路同一等級的值做乘積處理，判斷其中沒有數(shù)據(jù)位跳變的支路，選取出，與捕獲門限做比較，判斷是否捕獲到信號，如果捕獲到則進行跟蹤環(huán)節(jié)，否則調(diào)整本地載波和本地碼，重新重復(fù)該過程:
A = Z11 (Z1J + Z12 (Z22 )* +...+ Zff(Zf)*
B = Z12 (Z1i )* +Z;{Z;)*+■■■ + Zf (Zf )* c=zi(z:r+z；(z~r+-+z^zff
D = ZliZl2)* +Z；(Zt3y + -- + zfizr1)* 通過比較這4個式子峰值的大小，確定數(shù)據(jù)跳變位于哪組分塊中，將不存在跳變的分塊組所對應(yīng)的差分相干累積結(jié)果的峰值與預(yù)先設(shè)定的檢測閾值Y作比較，判斷信號是否捕獲成功，如果結(jié)果Y大于檢測閾值Y則表明捕獲成功；若小于檢測閾值Y，則表明當(dāng)前的衛(wèi)星信號并沒有捕獲成功，調(diào)節(jié)載波頻率步進，重復(fù)以上的搜索過程，直到衛(wèi)星信號捕獲成功。
【文檔編號】G01S19/24GK104181556SQ201410407011
【公開日】2014年12月3日 申請日期:2014年8月19日 優(yōu)先權(quán)日:2014年8月19日
【發(fā)明者】徐定杰, 韓浩, 桑靖, 劉向鋒, 李偉東, 周陽, 蘭曉明, 張金麗, 遲曉彤 申請人:哈爾濱工程大學(xué)