專利名稱：用于同時接收gps和glonass信號的系統(tǒng)的模擬前端的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及便于位置確定的衛(wèi)星系統(tǒng)，尤其涉及允許來自GPS和GL0NASS(格洛納斯)衛(wèi)星系統(tǒng)的衛(wèi)星同時提供實時位置確定的系統(tǒng)和方法。相關(guān)技術(shù)GPS (全球定位系統(tǒng))是由美國開發(fā)和運(yùn)作的基于無線電的衛(wèi)星系統(tǒng)。GPS在1995年變得全面運(yùn)轉(zhuǎn)。為了提供全球覆蓋，GPS使用24到32顆衛(wèi)星。假定最小數(shù)目的24顆衛(wèi)星，有4顆衛(wèi)星部署在6條軌道中的每一條軌道中。這6個軌道平面的升交點間隔60度。在該配置中，在任何時間從任何給定點應(yīng)當(dāng)最少有6顆衛(wèi)星在視野中。所有GPS衛(wèi)星在1575MHz上發(fā)射，其中接收機(jī)可區(qū)分來自不同衛(wèi)星的信號，因為每個信號是用對于每個衛(wèi)星唯一的1023個“碼片”的高速率偽隨機(jī)(PRN)序列來編碼的。這些碼片也被稱為粗略捕獲(CA)碼，且連續(xù)地重復(fù)以允許接收機(jī)的搜索引擎標(biāo)識可用于位置確定的衛(wèi)星。例如，GPS具有1023碼片/ms的碼片率。CA相位是指在重復(fù)的CA碼內(nèi)的位置，且也可用于確定視野中的衛(wèi)星。取決于接收機(jī)中的糾錯，GPS可提供Icm到15米之間的定位準(zhǔn)確度。GLONASS (全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng))是由前蘇聯(lián)開發(fā)且現(xiàn)在由俄羅斯運(yùn)作的基于無線電的衛(wèi)星系統(tǒng)。從2009年起，GLONASS具有全球覆蓋。為了提供該全球覆蓋，GLONASS包括24顆衛(wèi)星，其中21顆衛(wèi)星可用于發(fā)射信號而3顆衛(wèi)星可用作備用。這24顆衛(wèi)星部署在3條軌道中，每條軌道有8顆衛(wèi)星。這3個軌道平面的升交點間隔120度。在該配置中，在任何時間從任何給定點應(yīng)當(dāng)最少有5顆衛(wèi)星在視野中。所有GLONASS衛(wèi)星發(fā)射相同的標(biāo)準(zhǔn)精度(SP)信號，但每顆衛(wèi)星在不同頻率上發(fā)射。具體而言，GLONASS使用以1602. OMHz為中心的15信道FDMA (頻分多址)。因此，每顆衛(wèi)星在1602MHz+(NxO. 5625MHz)上發(fā)射，其中N是頻率信道號(N=_7，-6，-5，...5,6)。GLONASS具有511碼片/ms的碼片率。GLONASS可提供5_10米內(nèi)的水平定位準(zhǔn)確度、以及15米內(nèi)的垂直定位準(zhǔn)確度。隨著GLONASS衛(wèi)星的出現(xiàn)如今可用于提供位置信息，期望具有包括使用GPS和GLONASS信號兩者進(jìn)行位置確定的能力的系統(tǒng)。目前的系統(tǒng)包括用于每種信號的分開的接收路徑。例如，由Gradincic等人于2006年10月30日提交(且于2007年5月3日公開)的美國公開2007/0096980描述了包括多個獨(dú)立信號路徑的RF接收機(jī)，每個信號路徑包括分開的IF和基帶下變頻器。每個信號路徑通過選擇外部IF濾波器被調(diào)諧到的具體IF頻帶。因此，出現(xiàn)了對用于接收GPS和GLONASS信號兩者的系統(tǒng)和方法的需要，該系統(tǒng)和方法使組件最少化同時允許兩組信號都用在位置確定中，藉此改善位置準(zhǔn)確度。發(fā)明概述提供了一種用于接收GPS信號和GLONASS信號兩者 的接收機(jī)。該接收機(jī)包括模擬前端(AFE);用于接收AFE的輸出的GPS數(shù)字前端(DFE)和GLONASS DFE ;以及用于接收GPS和GLONASS DFE的輸出的雙模接口(DMI)。提供了各自接收DMI的輸出的搜索引擎和跟蹤引擎。值得注意的是，AFE的某些前端組件被配置成處理GPS信號和GLONASS信號兩者。配置成處理GPS和GLONASS信號兩者的示例性前端組件可包括低噪聲放大器(LNA)和單個混頻器組(即，單個I/Q混頻器對)。在一個優(yōu)選實施例中，前端組件可包括單個本地振蕩器(LO)。該LO可被調(diào)諧,或者靜態(tài)地或者動態(tài)地調(diào)諧。AFE可包括GPS多相濾波器和GLONASS多相濾波器。在一個實施例中，LO頻率以及GPS多相濾波器和/或GLONASS多相濾波器的濾波器中心頻率可以是可調(diào)諧的(靜態(tài)地或動態(tài)地)。在該配置中，LO可用整數(shù)N合成器或分?jǐn)?shù)N合成器來實現(xiàn)。在另一實施例中，GPS和GLONASS多相濾波器的通帶可選擇為正頻率和負(fù)頻率之一(靜態(tài)地或動態(tài)地)。在又一個實施例中，GPS和GLONASS多相濾波器中每一者的濾波器帶寬可以是可調(diào)諧的(靜態(tài)地或動態(tài)地)。在一個實施例中，這些濾波器的多相函數(shù)可以被切換，由此將多相濾波器轉(zhuǎn)換成標(biāo)準(zhǔn)中間頻率(IF)濾波器。在一個實施例中，LO的頻率可被設(shè)置在GPS和GLONASS頻率之間。例如，在優(yōu)選實施例中，LO的頻率可被設(shè)置成使得GPS IF低于GLONASS IF。在一個實施例中，LO頻率可被用于優(yōu)化GPS信號。具體而言，當(dāng)LO的頻率約為1581. 67MHz時，GPS信號的所得IF頻率約為6MHz。經(jīng)下變頻的GPS信號占用該IF周圍的有限頻帶，例如4到8MHz。一般而言，若經(jīng)下變頻的信號頻譜著陸于I到6MHz之間的頻帶中，則該IF足夠高以避免DC偏移和1/f噪聲，但又足夠低以使濾波器性能最大化。因此，在該配置中，GPS濾波器的優(yōu)化有效地被賦予高于GLONASS濾波器的優(yōu)先級。GPS DFE可包括低通濾波器(LPF)和復(fù)用器。LPF可以對AFE的輸出信號進(jìn)行濾波和抽取。復(fù)用器可選擇AFE的輸出信號或LPF的輸出信號。在一個實施例中，當(dāng)AFE的輸出信號為64MHz時，復(fù)用器可選擇LPF的輸出，其中LPF包括生成32MHz信號的2:1抽取器。GPS DFE還可包括帶通濾波器，用于從復(fù)用器的輸出信號濾除干擾。GPS DFE可進(jìn)一步包括至少一個毛刺估計消去(SEC)塊，用于從復(fù)用器的輸出信號消去已知的毛刺頻率。每個SEC塊可包括數(shù)控振蕩器(NC0)，用于基于采樣生成毛刺的相位，該采樣是毛刺頻率/模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)頻率。sin/cos表可基于由NCO提供的相位生成4象限相量。共軛乘法器可將該4象限相量的共軛與AFE的輸出信號相乘。求和塊可在較大塊大小上對共軛乘法器的結(jié)果取平均。復(fù)數(shù)乘復(fù)數(shù)乘法器可將來自求和塊的倒卸值與該4象限相量相乘。加法器可將AFE的輸出信號與復(fù)數(shù)乘復(fù)數(shù)乘法器的實數(shù)結(jié)果相加以生成SEC塊輸出。
GPS DFE可進(jìn)一步包括用于執(zhí)行累加器功能的DC估計和消去塊，該累加器功能由采樣計數(shù)規(guī)范化。DEC的輸出信號可有利地包括分?jǐn)?shù)比特以減小量化誤差。GPS DFE可進(jìn)一步包括數(shù)字混頻器，用于將中間頻率(IF)信號轉(zhuǎn)換成基帶信號。該數(shù)字混頻器可有利地在轉(zhuǎn)換之后提供大于最大多普勒頻率的殘留頻率偏移。在一個實施例中，該數(shù)字混頻器具有單路徑輸入、雙路徑(I/Q)輸出配置。GPS DFE可進(jìn)一步包括接收該數(shù)字混頻器的輸出信號的積分及倒卸(ID2)塊。在一個實施例中，該ID2塊包括生成16MHz信號的2:1抽取器。GPS DFE可進(jìn)一步包括量化器塊，其將ID2塊的輸出信號轉(zhuǎn)換成符號比特和幅度比特。量化器可將符號和幅度比特組合成與舊式設(shè)備兼容的2比特格式。值得注意的是，可將幅度比特與閾值作比較，閾值基于包括相對于GPS DFE輸出處的最大功率的期望信號功率、和相對于量化器輸入處的最大功率的期望信號功率在內(nèi)的參數(shù)。GLONASS DFE可包括至少一個用于消去已知毛刺頻率的毛刺估計消去(SEC)塊、數(shù)字混頻器、LPF和量化器。在一個實施例中，該SEC塊、數(shù)字混頻器和LPF可與為GPS SEC塊 提供的那些基本相同。該量化器塊也與用于GPS DFE的量化器塊基本相同，除了閾值可基于包括相對于GLONASS DFE輸出處的最大功率的期望信號功率、和相對于量化器輸入處的最大功率的期望信號功率在內(nèi)的參數(shù)。該接收機(jī)可有利地包括自動增益控制(AGC) ±夾，其中AGC塊的至少一些部分提供對應(yīng)用于GPS信號和GLONASS信號兩者的增益的共同控制。在一個實施例中，該增益與低噪聲放大器(LNA)相關(guān)聯(lián)。提供AGC可包括優(yōu)化GPS信號路徑中的增益，并隨后調(diào)節(jié)GLONASS信號路徑中的增益。具體地，對于AFE，提供AGC可包括初始化GPS專用放大器、GLONASS專用放大器、以及共享GPS/GL0NASS放大器。隨后，GPS專用放大器和共享GPS/GL0NASS放大器的增益可使用GPS DFE的輸出來校正。繼GPS AGC鎖定之后，GLONASS專用放大器的增益可使用GLONASS DFE的輸出來校正。在一個實施例中，校正GPS專用放大器和共享GPS/GLONASS放大器的增益以及校正GLONASS專用放大器的增益可由接口計數(shù)器設(shè)備(I⑶)來執(zhí)行。值得注意的是，GPS DFE和GLONASS DFE的輸出可以是量化輸出，其中僅計數(shù)幅度比特。在一個實施例中，ICD可通過測量接收機(jī)中的其他量化輸出來調(diào)試。一種操作該接收機(jī)的方法可包括使用相同的搜索引擎來處理GPS信號和GLONASS信號。值得注意的是，搜索引擎可執(zhí)行相干積分和非相干積分兩者，并將所得最大輸出值發(fā)送給軟件以進(jìn)行捕獲確定。該接收機(jī)可進(jìn)一步包括配置成從雙模接口接收GPS專用信號的GPS預(yù)相關(guān)噪聲估計器，以及配置成從雙模接口接收GLONASS專用信號的GLONASS預(yù)相關(guān)噪聲估計器。注意，該GPS預(yù)相關(guān)噪聲估計器和GLONASS估計器可與任何訓(xùn)練引擎分開。GPS和GLONASS預(yù)相關(guān)噪聲估計器各自可包括第一積分及倒卸塊，以移除傳入信號的I和Q分量兩者的帶外噪聲。絕對值塊可提供來自第一積分及倒卸塊的輸出的絕對值。加法器可將絕對值塊的輸出相加。第二積分及倒卸塊可處理該加法器的輸出并生成噪聲估計輸出。GPS和GLONASS預(yù)相關(guān)噪聲估計器各自可進(jìn)一步包括計數(shù)每次倒卸的計數(shù)器。注意，GPS預(yù)相關(guān)噪聲估計器的絕對值塊和加法器的位寬可與GLONASS預(yù)相關(guān)噪聲估計器的絕對值塊和加法器的位寬不同。該接收機(jī)的抽頭生成器可包括移位寄存器、5個復(fù)用器、以及控制電路。移位寄存器可被配置成在有新碼片生成時進(jìn)行移位。移位寄存器中的每個寄存器可存儲不同的碼片，其中，中間寄存器可提供準(zhǔn)時代碼。每個復(fù)用器可被配置成選擇由移位寄存器存儲的碼片之一，并能輸出噪聲(N)代碼、很早(VE)代碼、早(E)代碼、晚(L)代碼、或很晚(VL)代碼?？刂齐娐房煽刂七@5個復(fù)用器。在一個實施例中，控制電路可包括5個加法器和5個向下取整塊。每個加法器可將抽頭N、抽頭VE、抽頭E、抽頭L或抽頭VL的相對抽頭間距(RTS)與截短的代碼相位相加。每個向下取整塊可被配置成將由這5個加法器生成的5個總和之一向下取整，并生成用于這5個復(fù)用器之一的控制信號。接收機(jī)可被校準(zhǔn)，以使得接收機(jī)中的濾波器的延遲被校正，從而導(dǎo)致GPS和GLONASS信號的等待時間是相等的。在一個實施例中，校正可針對AFE進(jìn)行，例如在表面聲波(SAW)濾波器中。在一個實施例中，溫度傳感器可用于確定何時需要校準(zhǔn)和/或調(diào)節(jié)校正量。濾波器可包括中間頻率(IF)濾波器。在一個實施例中，校準(zhǔn)信號可用于計算要校正的延遲差。該校正可在DFE中進(jìn)行，例如在基帶濾波器中。在一個實施例中，該校正可使用
實況GPS信號來執(zhí)行。在一個實施例中，校準(zhǔn)IF濾波器可包括將IF濾波器與接收機(jī)的任何在前組件斷開連接。此時，可生成復(fù)數(shù)頻調(diào)以輸入到IF濾波器。該復(fù)數(shù)頻調(diào)可被IF濾波器濾波。所得經(jīng)濾波信號可傳播通過IF濾波器之后的組件，包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)。ADC的輸出和該復(fù)數(shù)頻調(diào)可被相關(guān)。隨后可基于該相關(guān)生成延遲校準(zhǔn)值。該延遲校準(zhǔn)值可用于校準(zhǔn)IF濾波器。在一個實施例中，校準(zhǔn)接收機(jī)的數(shù)字處理鏈可包括為數(shù)字處理鏈的多個數(shù)字組件構(gòu)建查找表(LUT)。LUT可包括按模數(shù)時鐘循環(huán)測量的每個數(shù)字組件的等待時間。在一個實施例中，當(dāng)檢測到接收機(jī)輸入處的強(qiáng)干擾時，信號可被消隱。消隱可由接收機(jī)中的低噪聲放大器(LNA)的峰值檢測器、與該接收機(jī)共存的藍(lán)牙系統(tǒng)的發(fā)射指示器、WiFi系統(tǒng)的發(fā)射指示器、和/或蜂窩電話的發(fā)射指示器控制。在一個實施例中，峰值檢測器和至少一個這些發(fā)射指示器可具有使能/禁用特征。消隱可應(yīng)用于AGC、跟蹤通道、和搜索引擎中的至少一者。在一個實施例中，可從僅GPS模式、GPS和GLONASS固定模式、以及GPS和GLONASS動態(tài)模式之一選擇工作模式。GPS和GLONASS固定模式使GPS和GLONASS總是開啟，而GPS和GLONASS動態(tài)模式使GPS和GLONASS中的一個總是開啟，而另一個系統(tǒng)基于預(yù)定條件開
啟O在一個實施例中，可提供用于接收機(jī)的停用電路。(I)在不需要來自第一系統(tǒng)的相應(yīng)信號時，或(2)在單單來自第二系統(tǒng)的信號提供準(zhǔn)確的位置確定時，停用電路可停用第一系統(tǒng)(即，GPS或GLONASS)的專用電路。該停用電路可由導(dǎo)航引擎控制。附圖簡述圖I解說了用于接收和解碼GPS和GLONASS兩者的信號的示例性接收機(jī)。圖2A解說了圖I的接收機(jī)的示例性模擬前端。圖2B解說了圖I的接收機(jī)的另一示例性模擬前端。圖3A-3F解說了本地振蕩器(LO)頻率相對于給定的GPS和GLONASS頻率的各種位置、以及這些LO頻率在混頻之后的效果。圖4解說了用于GPS的示例性數(shù)字前端(DFE)。
圖5解說了用于GPS DFE的示例性低通濾波器(LPF)。圖6解說了用于GPS DFE的示例性帶通濾波器(BPF)。圖7解說了用于GPS DFE的示例性毛刺估計和消去(SEC)塊。圖8解說了用于GPS DFE的另一示例性SEC塊。圖9解說了用于GPS DFE的示例性DC估計和消去(DEC)塊。

圖10解說了用于GPS DFE的示例性數(shù)字混頻器(DM)。圖11解說了用于GPS DFE的示例性積分及倒卸(I&D)組(ID2)。圖12解說了用于GPS DFE的示例性2位量化器。
圖13A-13F解說了 64MHz的ADC頻率和6MHz的IF頻率的示例性仿真結(jié)果。圖14A是示出對于不同信號功率的SE檢測概率(Pd(%))相對于毛刺功率電平的標(biāo)繪。圖14B是示出對于4個不同信號功率電平的SE檢測概率(Pd(%))相對于毛刺頻率的標(biāo)繪。圖14C是示出對于不同毛刺的SE檢測概率(Pd(%))相對于信號功率(信號指示符)(dBm)的標(biāo)繪。圖14D是示出SE檢測概率(Pd(%))相對于毛刺頻率誤差(Hz)的標(biāo)繪。圖15 解說了示例性 GLONASS DFE。圖16解說了用于GLONASS DFE的示例性SEC塊。圖17解說了用于GLONASS DFE的示例性DM。圖18解說了用于GLONASS DFE的示例性LPF。圖19解說了可控制圖I中所示的接收機(jī)的組件的停用電路。圖20解說了包括多個芯片的位置確定系統(tǒng)。圖21解說了 GPS DFE操作和GLO DFE操作的示例性時序圖。圖22解說了示例性GPS AGC操作。圖23解說了示例性GLONASS AGC操作。圖24解說了示例性雙模接口(DMI )。圖25解說了 DMI的示例性信道選擇混頻器。圖26解說了示例性搜索引擎。圖27解說了示例性GPS代碼生成器。圖28解說了示例性GLONASS代碼生成器。圖29解說了示例性GLONASS數(shù)據(jù)序列生成。圖30解說了示例性代碼跟蹤環(huán)路，以及圖31解說了代碼跟蹤環(huán)路和跟蹤引擎之間的示例性接口。圖32解說了示例性跟蹤引擎。圖33解說了預(yù)相關(guān)噪聲估計器的示例性位置。圖34解說了示例性GPS預(yù)相關(guān)噪聲估計器。圖35解說了示例性GLONASS預(yù)相關(guān)噪聲估計器。圖36和37分別解說了預(yù)相關(guān)噪聲估計器(即，GPS預(yù)相關(guān)噪聲估計器或GLONASS預(yù)相關(guān)噪聲估計器)和常規(guī)的噪聲抽頭估計器的估計噪聲功率對時間的示例性仿真圖。
圖38解說了支持高級雙A代碼鑒別器的示例性6抽頭生成器。圖39解說了用于圖38中所示的6抽頭生成器的示例性代碼數(shù)控振蕩器(NC0)。圖40解說了用于補(bǔ)償多相濾波器中的不同等待時間的圖2A中所示的AFE的示例性校準(zhǔn)配置。圖41解說了用于圖40中所示的校準(zhǔn)配置的示例性相關(guān)器。圖42解說了來自GPS DFE的示例性組件以及雙模接口的可造成等待時間的GPS用組件。圖43解說了來自GLONASS DFE的示例性組件以及雙模接口的可造成等待時間的GLONASS用組件。
圖44解說了用于組合多個控制信號以生成消隱使能信號的示例性電路。圖45解說了在藍(lán)牙中使用的示例性HV3傳輸。圖46解說了用于接收消隱使能信號并生成ICD有效信號的示例性電路。附圖的詳細(xì)描述描述了能夠接收GPS和GLONASS信號兩者的接收機(jī)。該接收機(jī)可有利地被配置成共享組件，藉此顯著地縮減接收機(jī)大小。該接收機(jī)還可有利地允許這兩組信號同時用在位置確定中，藉此改善接收機(jī)的位置準(zhǔn)確度。接收機(jī)概覽圖I解說了用于接收和解碼GPS和GLONASS兩者的信號的示例性接收機(jī)。在一個實施例中，接收機(jī)可包括兩芯片(即，集成電路)解決方案，例如，RF芯片110和基帶芯片
111。RF芯片110可包括模擬前端(AFE) 101、用于GPS的數(shù)字前端(DFE_GPS) 102A、用于GLONASS 的 DFE (DFE_GL0 102B)、以及復(fù)用器(MUX) 103。AFE 101輸出對應(yīng)于收到GPS信號的在32或64MHz上的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)信號，并輸出對應(yīng)于收到GLONASS信號的在64MHz上的ADC信號。DFE_GPS 102A和DFE_GL0 102B的DFE輸出皆是以16MHz被采樣的。MUX 103可將這兩個輸出復(fù)用成32MHz以在RF芯片110的輸出處生成單個信號，藉此節(jié)省該芯片的管腳?；鶐酒?11可包括雙模接口 104、多個搜索引擎105A、以及多個跟蹤引擎105B。雙模接口 104可接收MUX 103的輸出并生成用于搜索引擎105A (例如，在16MHz上)以及用于跟蹤引擎105B (例如，在8MHz上)的信號。在一個實施例中，基帶芯片111可用執(zhí)行這些功能的標(biāo)準(zhǔn)芯片來實現(xiàn)。模擬前端圖2A解說了包括接收信號(GPS和/或GLONASS)的低噪聲放大器(LNA) 201的示例性AFE。表面聲波(SAW)濾波器202可接收LNA 201的輸出并提供帶通濾波。緩沖器203可接收SAW濾波器202的輸出并將其緩沖的信號提供給單個混頻器組(即，單個I/Q混頻器對)204，其中組204的一個混頻器還接收來自本地振蕩器的cos (余弦)信號而組204的另一個混頻器還接收來自本地振蕩器的sin (正弦)信號。這些混頻器輸出由電流至電壓塊(I2V)205從電流模式轉(zhuǎn)換成電壓模式，且隨后被提供給多相濾波器(PPF)206A和206B。注意，PPF 206A和206B具有復(fù)輸入(I/Q)，通常移除鏡像信號，并具有實輸出(I)。電壓增益放大器(VGA) 207A和207B分別接收PPF 206A和206B的輸出。模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC) 208A和208B (例如，兩個8位ADC)分別接收VGA 207A和207B的輸出，并隨后將信號提供給DFE-GPS 102A和DFE_GLO 102B (出于圖2A中的上下文而示出)。因此，在上述配置中，GPS和GLONASS共享前端接收機(jī)路徑，即LNA 20USAff濾波器202、緩沖器203和混頻器組204。然而，在混頻器組204之后，GPS和GLONASS使用不同的PPF、AGC和ADC。在一個優(yōu)選實施例中，單個本地振蕩器(LO) 220可用于生成用于混頻器組204的COS和Sin信號兩者。在一個實施例中，LO 220的RF頻率可被設(shè)置成獲得GPS和GLONASS信號的預(yù)定IF頻率。例如，參照圖3A，LO的RF頻率302可被設(shè)為1581. 67MHz，其在1575. 42MHz處的GPS頻率301與1601. 72MHz處的GLONASS頻率303之間。在混頻器組204之后，所得GPS和GLO IF頻率將分別為6. 25MHz (312)和20. 05MHz (313)，如圖3B中所示(出于上下文示出DC 311)。在圖3C中示出的另一個實施例中，LO RF頻率304可被設(shè)為1585MHz。在這種情形中，在混頻器組204之后，GPS和GLO經(jīng)混頻頻率分別為IOMHz (314)和16MHz (315)，如圖3D中所示。注意，隨著LO頻率移動至更靠近GLONASS頻率，所得GPS和GLONASS IF頻率更 A+-.、r—罪近。在圖3E中示出的又一個實施例中，LO RF頻率304可被設(shè)為GPS頻率301與GLONASS頻率303之間的中間頻率。在這種情形中，在混頻器組204之后，GPS經(jīng)混頻頻率316和GLONASS經(jīng)混頻頻率317在大約13_14MHz處交迭，如圖3F中所示。注意，該設(shè)置產(chǎn)生GLONASS的最低IF頻率。值得注意的是，LO頻率的設(shè)置可影響用于GPS或GLONASS的濾波器實現(xiàn)(例如，對于多相濾波器206A和206B)。具體而言，將LO的頻率設(shè)置得較高(例如，使用頻率304而非頻率302)可使得GPS濾波器(即，多相濾波器206A)實現(xiàn)起來較昂貴且較困難，而GLONASS濾波器(即，多相濾波器206B)實現(xiàn)起來較便宜且較容易。另一方面，將LO頻率設(shè)置得較低(例如，使用頻率302而非頻率304)可使得GPS濾波器實現(xiàn)起來較便宜且較容易，而GLONASS濾波器實現(xiàn)起來較昂貴且較困難。注意，在LO頻率305的情形中，多相濾波器206A和206B可基于正或負(fù)頻率來區(qū)分GPS和GLONASS信號。S卩，盡管圖3F指示這些信號看似交迭，但GPS信號實際上是負(fù)頻率，而GLONASS信號實際上是正頻率。因此，多相濾波器206A和206B可具有用于GPS和GLONASS信號的經(jīng)調(diào)整濾波器帶寬(參見用于GPS的點劃線和用于GLONASS的雙點劃線)。然而，注意該LO設(shè)置可能潛在地導(dǎo)致I/Q失配，這進(jìn)而可能導(dǎo)致信號耦合到另一信號路徑。此信號耦合可能顯著降低接收機(jī)性能。注意，通過使用LO頻率302或LO頻率304，多相濾波器206A和206B也可有利地被調(diào)整成用于GPS和GLONASS帶寬(參見圖3B和3D中用于GPS的點劃線和用于GLONASS的雙點劃線)。此外，其IF頻率間隔可減輕I/Q失配，藉此確保較好的接收機(jī)性能。然而，注意，在存在I/Q失配的情況下，該LO設(shè)置可能導(dǎo)致Glonass和GPS路徑之間的信號耦合。在優(yōu)選實施例中，LO頻率302被用于優(yōu)化GPS信號。具體而言，GPS信號的理想IF頻率在大約l-6MHz之間，其足夠高以避免DC偏移和1/f噪聲，但足夠低以使濾波器性能最大化。在一個實施例中，多相濾波器106A的優(yōu)化可被賦予高于多相濾波器106B的優(yōu)先級。例如，LO頻率302可提供低GPS IF頻率，由此確保低成本、易于實現(xiàn)的GPS濾波器，同時不會使GLONASS濾波器實現(xiàn)起來太昂貴或太困難。還注意到，圖3B中所示的濾波器帶寬是明顯分開的，且因此可提供比圖3D中所示的更好的接收機(jī)性能。
在一個實施例中，LO頻率和多相濾波器中心頻率兩者可被調(diào)諧。該調(diào)諧可有利地用于避免毛刺和/或適應(yīng)不同的晶體基準(zhǔn)頻率。該調(diào)諧特征允許L0220用具有任意晶體頻率的整數(shù)N合成器來實現(xiàn)。整數(shù)N合成器具有實現(xiàn)簡單且相位噪聲最小的優(yōu)點。在一個實施例中，LO和多相濾波器中心頻率的調(diào)諧可在正常接收機(jī)操作期間動態(tài)地執(zhí)行。在另一個實施例中，多相濾波器帶寬也可以是可調(diào)諧的。該帶寬調(diào)諧可有利地允許考慮干擾抑制與靈敏度之間的折衷以優(yōu)化接收機(jī)性能。例如，如果使帶寬較寬，則對期望信號的衰減非常小，但允許了更多干擾。另一方面，如果使帶寬較窄，則干擾被最小化，但期望信號可能被部分地衰減。該濾波器帶寬調(diào)諧可以靜態(tài)或動態(tài)方式執(zhí)行。在一個實施例中，每個多相濾波器的通帶可被選擇為正頻率或負(fù)頻率。例如，在一個實施例中，GPS多相濾波器通帶可被切換到正頻率(且GL0NASS多相濾波器極性可被切換到負(fù)頻率)。此類切換可用于避免否則將干擾GPS和GL0NASS信號之一的毛刺。該通帶選擇可以靜態(tài)或動態(tài)方式執(zhí)行。注意，如果不通過多相濾波執(zhí)行濾波，例如，若使用常規(guī)的IF濾波器，則濾波器帶 寬可被調(diào)節(jié)到較寬的信號(即，GL0NASS信號)(僅點劃線)。常規(guī)的IF濾波器配置可比多相濾波器配置更簡單。此外，常規(guī)的濾波器配置與多相濾波器相比可節(jié)省功率。然而，常規(guī)的濾波器配置也可能容易受增加的I/Q失配所影響，且由此受不期望的信號耦合所影響。此夕卜，通過使用常規(guī)的濾波器配置，可能發(fā)生一些信噪比(SNR)降級(例如，在3dB的數(shù)量級上)。圖2B解說了 AFE 101'的另一個示例性實施例。在該實施例中，I2V塊205被消除，且混頻器組204被混頻器組210A和210B取代。在該配置中，每個混頻器組的混頻器被直接提供給其相應(yīng)的PPF。注意，LO 220仍可被提供給混頻器組210A和210B中的每個混頻器。AFE 101'可比AFE 101 (圖2A)提供更好的線性性和噪聲性能。然而，AFE 101具有較低負(fù)載的LNA 201，這可潛在地提供較高增益。在一個實施例中，GPS自動增益控制(AGC)塊2006A和GLO AGC塊2006B (片外，出于上下文而示出)可分別接收來自DFE_GPS 102A和DFE_GL0102B的輸入。在一個實施例中，AGC輸入可以是來自DFE的16MHz復(fù)數(shù)(I/Q) 2比特采樣。GPS AGC 2006A控制緩沖器203,PPF 206A 和 VGA 207A 的增益。相反，GPS AGC 2006B 控制 PPF 206B 和 VGA 207B 的增
MoGPS 數(shù)字前端(DFE)常規(guī)的GPS接收機(jī)一般使用I位或2位ADC，其是足夠的，因為收到GPS信號通常在熱噪聲本底以下。例如，在有典型的模擬濾波器的情況下，熱噪聲功率大約為-IlOdBm,而GPS信號的收到功率為-130dBm及以下。在這種情形中，只要由ADC引入的量化噪聲與熱噪聲相比是可忽略的，總體性能就不會降級。如上所述，假定在ADC輸入處僅存在GPS信號和熱噪聲。然而，若在ADC輸入處還存在干擾信號，則必須分配一些ADC動態(tài)范圍給干擾以避免嚴(yán)重限幅。因此，期望信號的大小更小，且量化噪聲相對于熱噪聲增加，并且性能降級。在實際使用中，頻譜被所有類型的RF信號填充，其中一些RF信號與受保護(hù)GPS頻帶相距僅數(shù)十MHz。此外，芯片中的數(shù)字時鐘的RF泄漏或諧波可能看起來非常靠近GPS頻帶或甚至在GPS頻帶中。遺憾的是，使ADC輸入處的信號無干擾在模擬電路設(shè)計中是高成本的且消耗相當(dāng)多功率和面積。根據(jù)改進(jìn)的AFE的一個實施例，模擬設(shè)計要求可以放寬。具體而言，可以使用多位ADC (例如，每個ADC 208A和208B的8位實現(xiàn)，圖2A)，藉此允許一些干擾通過。該干擾隨后可被數(shù)字地抑制。值得注意的是，該實現(xiàn)在商業(yè)是是優(yōu)選的，因為與AFE相比，DFE較小且功率較低。此外，與AFE相比，DFE隨著集成電路技術(shù)持續(xù)收縮至更小的幾何形狀而更好地縮放。一般而言，DFE可被表征為位于ADC與基帶模塊的其余部分之間。此后描述的DFE可被配置成移除一個或更多個毛刺、DC偏移、以及阻擋物。在一個實施例中，DFE可將多比特輸入減少為2比特輸出。值得注意的是，輸出位寬可被截短為標(biāo)準(zhǔn)數(shù)目的ADC比特，從而可維持核心數(shù)字電路的面積和功率。 圖4解說了示例性DFE_GPS 102A (圖1)，其可包括低通濾波器(LPF) 402、復(fù)用器(MUX) 403、帶通濾波器(BPF) 404、毛刺估計和消去(SEC)塊405-406、DC估計和消去(DEC)塊407、數(shù)字混頻器(DM) 408、積分及倒卸抽取塊409、以及量化器410。在一個實施例中，BPF 404、SEC 405 和 406、DEC 407 和 DM 408 可在 32MHz 和 64MHz ADC 模式兩者中在 32MHz上運(yùn)行。在DFE_GPS 102A的該實施例中，MUX 403可接收來自ADC 208A (出于上下文示出)和LPF 402 (其從ADC 208接收其輸入)的輸入，并且可將輸出提供給帶通濾波器(BPF)404。注意，ADC采樣頻率可在32或64MHz (兩種工作模式)上運(yùn)行以避免混疊。當(dāng)ADC 208在64MHz上運(yùn)行時，LPF 402可用于抑制25_27MHz上的鏡像。在一個實施例中，LPF 402中的2:1抽取器可將時鐘降低至32MHz。相反，當(dāng)ADC 208在32MHz上運(yùn)行時，可使用MUX 402將LPF 402旁路掉。在任一種情形中，BPF 404 (在32MHz上運(yùn)行)可濾除干擾。在一個實施例中，LPF 402可被實現(xiàn)為固定系數(shù)7抽頭濾波器(在圖5中更詳細(xì)地示出)。LPF 402可被配置成在64MHz至32MHz抽取之前將25_27MHz (對于IF=5_7MHz)處的鏡像抑制30dB。圖5解說了示例性LPF 402，其包括菊花鏈?zhǔn)降亩鄠€寄存器501 (I)-501 (6)以及多個乘法器502 (0) -502 (6)，其中至每個寄存器的輸入也被提供給其相關(guān)聯(lián)的乘法器(例如，至鎖存501 (5)的輸入也被提供給乘法器502 (5))。乘法器502 (0) -502 (6)還分別接收濾波器系數(shù)H(0)-H(6)。在一個實施例中，濾波器系數(shù)可以是固定的并且關(guān)于中心抽頭對稱。乘法可通過比特移位和加法來實現(xiàn)。每個抽頭(即，每個混頻器)的輸出被提供給求和塊503，其進(jìn)而生成輸出504。注意，由于2:1抽取，每2個輸出采樣中的僅一個需要被計算。抽取可通過將濾波器系數(shù)拆分成兩組(兩相)而發(fā)生在輸入處。圖6解說了示例性BPF 404，其包括菊花鏈?zhǔn)降亩鄠€寄存器601 (I)-601 (12)以及多個乘法器602 (0) -602 (12)，其中至每個寄存器的輸入也被提供給其相關(guān)聯(lián)的乘法器(例如，至寄存器601 (11)的輸入也被提供給乘法器502 (11))。乘法器502 (0)-502 (I I)還分別接收濾波器系數(shù)H(0)-H(12)。乘法可通過比特移位和加法來實現(xiàn)。這些抽頭的輸出被提供給求和塊603，其進(jìn)而生成輸出604。BPF 404被配置成抑制帶外阻擋物和噪聲，并且可以IF頻率為中心，且由通帶和止帶來指定。由于IF頻率可取決于基準(zhǔn)晶體而改變，且通帶和止帶可取決于相關(guān)峰值和干擾抑制的所需尖銳度而改變，因此濾波器系數(shù)可通過軟件來配置。出于此原因，可使用通用乘法器來代替硬編碼抽頭。在一個實施例中，若沒有帶外干擾，則BPF 404可被旁路掉。圖7解說了示例性SEC 405。在該實施例中，SEC 405假定毛刺是單頻調(diào)，嘗試估計其振幅和相位，重構(gòu)該毛刺，并減掉該毛刺。注意，盡管相位噪聲可能污蝕毛刺并在該頻調(diào)周圍造成“裙邊”，在消去該單個頻調(diào)之后的殘留誤差是可忽略的且因此可被SEC 405忽視。此外應(yīng)注意，該單個毛刺估計/減去比使信號通過陷波濾波器要工作得更好，因為當(dāng)陷波在帶內(nèi)時很難構(gòu)建窄陷波濾波器而不使信號失真。在SEC 405中，數(shù)控振蕩器(NCO) 701可用于使用收到毛刺頻率(f_毛刺_高于_f_ADC)來生成毛刺的相位。在一個實施例中，SEC 405中的最大采樣率可被設(shè)為32MHz。對于0. OlHz的目標(biāo)頻率誤差(即，I秒中3. 6度的相位誤差)，可在NCO中使用32位(例如， Iog2(32e6/0. 01)-1=31位，出于便利性增加到32位)。為了獲得干凈的消去(例如，殘留小于_130dBm)，需要對毛刺振幅和相位的準(zhǔn)確估計。因此，sin/cos表702的分辨率要求比多普勒抹除器(本領(lǐng)域技術(shù)人員已知且因此不在本文詳細(xì)解釋)更嚴(yán)格。注意，在一個實施例中，毛刺估計和重構(gòu)可使用一些分?jǐn)?shù)比特。毛刺估計的算法可計算如下。假定傳入信號中的毛刺為X (t) = acos ( co t+ 9 )可將該值乘以毛剌相量的共軛(由共軛生成器703計算)以獲得s (t) = exp (_j cot)因此，乘法器704的輸出為y(i) = a cos(mt + , rnpHm)= (cxp{ /(jot "f 0)) I' CXp{ —. /((>)t t' ()、、] CXp{ —10)1 )
mm=蘭(exp(.辦 H CX p( i(2(ot該結(jié)果可在較大塊大小上被取平均(由累加器705取平均并被存儲在塊706中)。在一個實施例中，默認(rèn)大小可以是N=4096個采樣，最大大小為218=262144個采樣或8ms(注意，在向塊706發(fā)出倒卸信號時，該估計被更新)。在該取平均期間，第二項消失但第一項(其為常數(shù))保留。通過下式生成的所得復(fù)值表示毛刺的振幅和相位
，N—I y(t) = cxp(j#)
^ t t為了消去該毛刺，可將該復(fù)值乘以毛刺相量(使用乘法器707)，其中實部(由塊708存儲)表示為x(t) = Re(a exp(y 0) mp(jmt)) = a cm(m + 0)該值表示經(jīng)重構(gòu)毛刺，其在從原始信號被減去時(使用加法器709)可有效地消去該毛刺。在該實施例中，乘法器704可以是復(fù)數(shù)乘復(fù)數(shù)乘法器。累加器705可以是能支持最大塊大小的格式。乘法器707可被實現(xiàn)為復(fù)數(shù)-復(fù)數(shù)乘法器以用于毛刺消去。加法器709的格式可取決于SEC 406是否正在使用中而包括一些分?jǐn)?shù)有符號比特，如以下所討論的。在一個實施例中，可使用飽和(如參照圖8描述的)。在圖4中所示的實施例中，DFE_GPS 102A包括兩個SEC，即SEC 405和SEC 406。將SEC 405和406級聯(lián)可允許估計和消去兩個分開的毛刺。圖8解說了示例性SEC 406，其除了關(guān)于SEC 405描述的組件以外還包括舍入器塊801、復(fù)用器802和飽和塊803。在該實施例中，從SEC 405收到的信號可被舍入(由舍入塊801舍入)并消除分?jǐn)?shù)比特以用于毛刺估計。該舍入允許重用與SEC 405中的相同的乘法器。值得注意的是，盡管有舍入，SEC性能并不會劣化，因為分?jǐn)?shù)比特表示第一毛刺頻率處的能量。若SEC 405和SEC 406兩者都被使用(如由SEC2使能信號所確定的)，則MUX 802選擇加法器709的輸出作出其輸出。另一方面，如果僅使用SEC405 JlJMUX 802選擇收到信號作為其輸出(即，將加法器709旁路掉)。在SEC 405輸出處保持全范圍允許在SEC 406處消去強(qiáng)毛刺(否則可能發(fā)生限幅/失真)，并且使SEC 405和SEC 406的輸入格式相似。在SEC 406之后，信號大小可顯著減小。因此，在一個實施例中，飽和塊803可生成縮減比特集作為其輸出。值得注意的是，第二毛刺的估計僅發(fā)生在第一毛刺已被估計出且消去已開始之后。因此，該技術(shù)可確保估計和消去過程的穩(wěn)定性。 在一個實施例中，如果沒有毛刺存在，則可使用復(fù)用器旁路(未示出，但類似于圖8中所示的)將SEC 405和406兩者旁路掉。在這種情形中，可使MSB飽和且可用零填充LSB。如果啟用了毛刺估計和消去，則可在硬件重置以及任何增益改變之后執(zhí)行新的估計。該估計/消去取一個信號塊且可在該塊之后立即可用。注意，該估計/消去可連續(xù)地或周期性地運(yùn)行。如果周期性地運(yùn)行，則可基于可接受的累積相位誤差來確定周期。在32MHz采樣率和32位NCO的情況下，746ms向最終結(jié)果給予大約I度的相位誤差。因此，在該情形中，消去應(yīng)當(dāng)連續(xù)地運(yùn)行。在一個實施例中，可使用最新近的毛刺振幅和相位估計，直至下一個估計可用。圖9解說了可提供DC估計和消去的示例性DEC 407。在該實施例中，DEC407可包括累加器905，其按采樣數(shù)被規(guī)范化。使用一個采樣塊(默認(rèn)N=4096，最大大小為215=32768或Ims)(由塊906存儲并由倒卸信號觸發(fā))來估計DC，且結(jié)果可在該塊之后立即應(yīng)用。在一個實施例中，分?jǐn)?shù)比特可保留在塊平均中以減小量化誤差。例如，注意，由于非對稱碼字(-128到127)，在8位ADC的輸出中存在系統(tǒng)-0. 5*LSB偏差。當(dāng)GPS信號的大小較小從而為阻擋物留下足夠凈空時，該0. 5LSB與GPS信號本身相比可能是不可忽略的。在這種情形中，若其不被移除，則2位量化器(QUAN) 410也可能生成有偏差的輸出，由此不利地影響性能。值得注意的是，允許分?jǐn)?shù)比特可有利地提供足夠的分辨率以移除此類雖小但不可忽略的DC值。注意，在啟用BPF 404時，DC分量可根據(jù)設(shè)計被抑制30dB。在這種情形中，DEC 407可被旁路掉。若DEC 407被使用(如由DEC使能信號所確定的)JUMUX 908可選擇加法器907的輸出作出其輸出。另一方面，如果DEC407將被旁路掉，則MUX 908可選擇收到信號(例如，來自SEC 406)作為其輸出。在一個實施例中，飽和塊909可接收來自MUX 908的輸出并生成輸出。在DEC 407被使用時，可在硬件重置以及任何增益改變之后執(zhí)行新的估計。DEC估計可連續(xù)地或周期性地運(yùn)行。如果周期性地運(yùn)行，則應(yīng)根據(jù)DC的漂移特性來確定周期。在一個實施例中，消去可用最新近的估計連續(xù)地運(yùn)行。注意，當(dāng)DEC 407被旁路掉時，可填充任何零分?jǐn)?shù)比特。
圖10解說了包括接收DEC 407的輸出的兩個混頻器1001A和1001B的示例性DM408。在一個實施例中，DM 408可在32MHz (S卩，AFE 101中的DFE_GPS 102A輸出采樣率的速度的兩倍)上運(yùn)行。DM 408可將以IF (fQ)為中心的通帶信號轉(zhuǎn)換到基帶。載波NCO1003可為16位寬。輸入頻率的步長為f^^=32MHz/216=488. 28125Hz。假設(shè)轉(zhuǎn)換之后的所需殘留頻率偏移至少為Af，其中Af通常大于最大多普勒頻率。經(jīng)舍入的IF頻率隨后可計算如下
權(quán)利要求
1.一種用于接收GPS信號和GLONASS信號的接收機(jī)，所述接收機(jī)包括 模擬前端(AFE)； 用于接收所述AFE的輸出的GPS數(shù)字前端(DFE)和GLONASS DFE ； 用于接收所述GPS和GLONASS DFE的輸出的雙模接口(DMI);以及 用于接收所述DMI的輸出的搜索引擎， 其中所述AFE的前端組件被配置成處理所述GPS信號和所述GLONASS信號兩者。
2.如權(quán)利要求I所述的接收機(jī)，其特征在于，所述前端組件包括低噪聲放大器(LNA)。
3.如權(quán)利要求I所述的接收機(jī)，其特征在于，所述前端組件包括單個混頻器組。
4.如權(quán)利要求I所述的接收機(jī)，其特征在于，所述前端組件包括單個I/Q混頻器對。
5.如權(quán)利要求I所述的接收機(jī)，其特征在于，所述前端組件包括單個本地振蕩器(L0)。
6.如權(quán)利要求5所述的接收機(jī)，其特征在于，所述LO是能調(diào)諧的。
7.如權(quán)利要求5所述的接收機(jī)，其特征在于，所述LO是能動態(tài)地調(diào)諧的。
8.如權(quán)利要求5所述的接收機(jī)，其特征在于，所述AFE包括GPS多相濾波器和GLONASS多相濾波器，且其中LO頻率以及所述GPS多相濾波器和所述GLONASS多相濾波器中的至少一者的濾波器中心頻率是能調(diào)諧的。
9.如權(quán)利要求8所述的接收機(jī)，其特征在于，所述LO頻率和所述濾波器中心頻率是能動態(tài)地調(diào)諧的。
10.如權(quán)利要求5所述的接收機(jī)，其特征在于，所述LO是整數(shù)N合成器。
11.如權(quán)利要求8所述的接收機(jī)，其特征在于，所述GPS多相濾波器和所述GLONASS多相濾波器的通帶能選擇為正頻率和負(fù)頻率之一。
12.如權(quán)利要求11所述的接收機(jī)，其特征在于，通帶選擇是靜態(tài)的和動態(tài)的之一。
13.如權(quán)利要求I所述的接收機(jī)，其特征在于，所述AFE包括GPS多相濾波器和GLONASS多相濾波器，且其中所述GPS多相濾波器和所述GLONASS多相濾波器中的每一者的濾波器帶寬是能調(diào)諧的。
14.如權(quán)利要求13所述的接收機(jī)，其特征在于，所述濾波器帶寬是能動態(tài)地調(diào)諧的。
15.如權(quán)利要求I所述的接收機(jī)，其特征在于，所述AFE包括GPS中間頻率(IF)濾波器和GLONASS IF濾波器。
16.如權(quán)利要求5所述的接收機(jī)，其特征在于，所述LO的頻率被設(shè)置在GPS和GLONASS頻率之間。
17.如權(quán)利要求16所述的接收機(jī)，其特征在于，所述LO的頻率被設(shè)置成使得GPS中間頻率(IF)低于 GLONASS IF0
18.如權(quán)利要求17所述的接收機(jī)，其特征在于，所述GPSIF大約在l-6MHz之間。
19.如權(quán)利要求18所述的接收機(jī)，其特征在于，所述LO的頻率約為1581.67MHz。
20.一種用于生成接收機(jī)的本地振蕩器(LO)頻率的方法，所述接收機(jī)配置成接收GPS信號和GLONASS信號兩者，所述方法包括 將所述LO頻率設(shè)置在GPS和GLONASS頻率之間。
21.如權(quán)利要求20所述的方法，其特征在于，所述LO頻率被設(shè)置成使得GPS中間頻率(IF)低于 GLONASS IF0
22.如權(quán)利要求21所述的方法，其特征在于，所述LO頻率被設(shè)置成使得GPSIF大約在l-6MHz 之間。
23.如權(quán)利要求22所述的方法，其特征在于，所述LO頻率約為1581.67MHz。
24.一種用于操作接收機(jī)的方法，所述接收機(jī)配置成接收GPS和GLONASS信號兩者，所述方法包括 從僅GPS模式、GPS和GLONASS固定模式、以及GPS和GLONASS動態(tài)模式之一選擇工作模式， 其中所述GPS和GLONASS固定模式使GPS和GLONASS總是開啟，并且其中所述GPS和GLONASS動態(tài)模式使GPS和GLONASS中的一個總是開啟，而另一個基于預(yù)定條件開啟。
25.一種用于同時接收GPS和GLONASS信號的接收機(jī)，所述接收機(jī)包括 模擬前端(AFE)； 數(shù)字前端(DFE)，其包括GPS路徑和GLONASS路徑，所述DFE接收所述AFE的輸出； 用于接收所述DFE的輸出的雙模接口(DMI)； 用于接收所述DMI的輸出的搜索引擎；以及 停用電路，用于在不需要所述GPS和所述GLONASS信號之一時停用所述DFE和所述DMI的專用電路。
26.如權(quán)利要求25所述的接收機(jī)，其特征在于，所述停用電路由導(dǎo)航引擎控制。
27.一種用于同時接收GPS和GLONASS信號的接收機(jī)，所述接收機(jī)包括 模擬前端(AFE)； 數(shù)字前端(DFE)，其包括GPS路徑和GLONASS路徑，所述DFE接收所述AFE的輸出； 用于接收所述DFE的輸出的雙模接口(DMI)； 用于接收所述DMI的輸出的搜索引擎；以及 停用電路，用于在單單來自第二系統(tǒng)的信號提供位置確定時停用第一系統(tǒng)的專用電路。
28.一種用于同時接收GPS和GLONASS信號的接收機(jī)，所述接收機(jī)包括 用于捕獲多個衛(wèi)星的搜索引擎；以及 用于跟蹤多個衛(wèi)星的跟蹤引擎， 其中所述搜索引擎和跟蹤引擎被配置成處理所述GPS信號和所述GLONASS信號。
全文摘要
提供了一種用于接收GPS信號和GLONASS信號兩者的接收機(jī)。該接收機(jī)包括模擬前端(AFE)；用于接收AFE的輸出的GPS數(shù)字前端(DFE)和GLONASS DFE；以及用于接收GPS和GLONASS DFE的輸出的雙模接口(DMI)。提供了用于接收DMI的輸出的搜索引擎。值得注意的是，AFE的某些前端組件被配置成處理GPS信號和GLONASS信號兩者。
文檔編號G01S19/01GK102725656SQ201080062367
公開日2012年10月10日 申請日期2010年5月4日 優(yōu)先權(quán)日2010年1月25日
發(fā)明者H·薩瑪瓦蒂, Q·孫, Q·林, W·J·麥克法蘭德 申請人:高通創(chuàng)銳訊有限公司