專利名稱：：并聯(lián)式混合型有源電力濾波器誤差補(bǔ)償方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及一種并聯(lián)式混合型有源電力濾波器誤差補(bǔ)償方法，屬于電力濾波器的誤差補(bǔ)償方法。它適用于用數(shù)字化控制器所產(chǎn)生的幅值誤差補(bǔ)償、數(shù)字化控制器所產(chǎn)生延時(shí)誤差補(bǔ)償、輸出高頻濾波器所產(chǎn)生的幅值衰減補(bǔ)償、輸出高頻濾波器所產(chǎn)生的延時(shí)誤差補(bǔ)償、電流互感器檢測(cè)的幅值誤差補(bǔ)償、電流互感器檢測(cè)的延時(shí)誤差補(bǔ)償。
背景技術(shù)：
：隨著電力系統(tǒng)中非線性負(fù)載(如整流設(shè)備、電弧爐、變頻器等)應(yīng)用的增加，諧波污染日益嚴(yán)重。電網(wǎng)結(jié)構(gòu)越來(lái)越復(fù)雜，使得原有的傳統(tǒng)無(wú)源電力濾波器的效果變差，甚至不能夠投入運(yùn)行，這就使電網(wǎng)的污染更加日益嚴(yán)重。而有源電力濾波器做為一種新型的電力濾波器，它不但可以同時(shí)對(duì)幅值及相位變化的多次諧波進(jìn)行有效的濾除，它還可以對(duì)系統(tǒng)的無(wú)功功率進(jìn)行實(shí)時(shí)補(bǔ)償，且具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、補(bǔ)償效果好、受電網(wǎng)阻抗特性影響小等特點(diǎn)。無(wú)源電力濾波器存在濾波效果受電網(wǎng)阻抗影響，容易于系統(tǒng)發(fā)生諧振，體積大，電力電容器存在負(fù)電壓效應(yīng)，即電容器端電壓下降時(shí)，電容器的補(bǔ)償容量隨之降低等缺點(diǎn)。然而雖然有源電力濾波器有比無(wú)源電力濾波器無(wú)與倫比的優(yōu)點(diǎn)，但受其成本限值，目前在國(guó)內(nèi)還沒(méi)有被廣泛的推廣應(yīng)用。而結(jié)合了有源電力濾波器和無(wú)源電力濾波器優(yōu)點(diǎn)于一身的混合型有源電力濾波器正成為一種對(duì)電網(wǎng)諧波及無(wú)功抑制有效的裝置而得到人們的重視，逐步成為行業(yè)的主流設(shè)備?；旌闲陀性措娏V波器按照不同的分類又可以分為不同的類型，這里我們主要介紹一種并聯(lián)式混合型有源電力濾波器，如圖1所示。根據(jù)不同的應(yīng)用選擇不同的組合方案，無(wú)源電力濾波器濾除一部分諧波電流，同時(shí)補(bǔ)償系統(tǒng)大部分無(wú)功功率，有源電力濾波器濾除無(wú)源電力濾波器所剩下的諧波電流及無(wú)功電流。這樣就要求有源電力濾波器具有選擇性的濾波而不是傳統(tǒng)的有源電力濾波器統(tǒng)統(tǒng)補(bǔ)償。有源電力濾波器的工作原理如下所述當(dāng)系統(tǒng)需要補(bǔ)償負(fù)載所產(chǎn)生的諧波電流時(shí)，有源電力濾波器首先檢測(cè)出負(fù)載的基波電流/,,，然后用負(fù)載電流/,減去///得到系統(tǒng)的諧波電流/,力，將其反極性后得到補(bǔ)償指令電流/('(/,'然后通過(guò)補(bǔ)償裝置產(chǎn)生一個(gè)補(bǔ)償電流/,.(/(.跟蹤《，的變化)注入到系統(tǒng)，因?yàn)?e與/u大小相等相位相反(理想情況)，所以二者相互抵消，使得系統(tǒng)電源電流zs中只含有基波電流~而不含諧波電流。補(bǔ)償示意圖，如圖2所示。有源電力濾波器的諧波電流檢測(cè)，現(xiàn)在廣泛采用基于瞬時(shí)無(wú)功功率理論的瞬時(shí)有功、無(wú)功電流/,-々法，其原理如圖4所示。輸入為三相負(fù)載電流/',z,和三相電壓中的一相電壓&,，輸出為補(bǔ)償電流指令C4.C。其中Q、c以及q,、c-'為變換矩陣。<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula>首先e。經(jīng)鎖相環(huán)PLL(Phase-LockedLoop)和正余弦發(fā)生器獲得cc二=—4::_~力—與相電壓基波分量同相位的正余弦信號(hào)。負(fù)載電流i。/6t經(jīng)相應(yīng)的變換矩陣變換得到瞬時(shí)有功電流G和瞬時(shí)無(wú)功電流^。w「。-=c.C32/AK」k低通濾波器(LPF)檢出其中的直流分量^、；，經(jīng)反變換得負(fù)載基波電流/。，/A/v，再與負(fù)載電流相減得到補(bǔ)償諧波電流指令值《。C4。如果APF(有源電力濾波器)還需補(bǔ)償負(fù)載無(wú)功電流，可將^支路的LPF斷開，使補(bǔ)償電流指令中同時(shí)包含負(fù)載的諧波和無(wú)功電流，最終達(dá)到無(wú)功補(bǔ)償?shù)哪康?。、]「f—v」l」上述方法的缺點(diǎn)如下在實(shí)際應(yīng)用中會(huì)存在不同的延時(shí)誤差和幅值誤差，而算法本身并沒(méi)有對(duì)這些影響進(jìn)行補(bǔ)償。這將直接決定有源電力濾波器的整體補(bǔ)償精度，它是整個(gè)系統(tǒng)中重要的一個(gè)環(huán)節(jié)之一，在實(shí)際應(yīng)用中如果不對(duì)這些影響進(jìn)行及時(shí)有效的補(bǔ)償，有源電力濾波器便不能夠?qū)ο到y(tǒng)的諧波及無(wú)功進(jìn)行實(shí)時(shí)準(zhǔn)確的補(bǔ)償。傳統(tǒng)的做法是提高系統(tǒng)的工作頻率，采用高速、高精度的模數(shù)轉(zhuǎn)換器件。提高系統(tǒng)的工作頻率只能減少上述中的控制器延時(shí)，隨著工作頻率的提高，功率器件的損耗會(huì)隨之增大，同時(shí)對(duì)控制器的計(jì)算能力也相應(yīng)的提高了要求，但是提高工作頻率也只能在一定的范圍之內(nèi)，并不是無(wú)限制的。一味的提高工作頻率、使用高精度的元器件，只能使得有源電力濾波器的成本更高，損耗更大；其實(shí)質(zhì)是治標(biāo)不治本的方法，沒(méi)有從源頭加以消除。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明所要解決的技術(shù)問(wèn)題是針對(duì)上述現(xiàn)有技術(shù)中所存在的缺點(diǎn)，而提供一種能夠?qū)ο到y(tǒng)各個(gè)環(huán)節(jié)中產(chǎn)后的幅值誤差和延時(shí)誤差進(jìn)行有效補(bǔ)償?shù)牟⒙?lián)式混合型有源電力濾波器誤差補(bǔ)償方法。本發(fā)明解決其技術(shù)問(wèn)題所采用的技術(shù)方案本發(fā)明是在現(xiàn)有的并聯(lián)式混合型有源電力濾波器的基礎(chǔ)上改進(jìn)而成的，其主要改進(jìn)點(diǎn)是在進(jìn)行兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)到兩相靜止坐標(biāo)的反變換過(guò)程中加入幅值補(bǔ)償A^對(duì)系統(tǒng)的幅值誤差進(jìn)行補(bǔ)償；在進(jìn)行兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)到兩相靜止坐標(biāo)的反變換過(guò)程中在原有變換矩陣的角頻率中加入A《,對(duì)系統(tǒng)的延時(shí)誤差進(jìn)行補(bǔ)償；所述A^'=M'"++式中A^，為n次諧波系統(tǒng)的總幅值誤差，為中間各環(huán)節(jié)誤差相加A^"為控制系統(tǒng)的n次諧波采樣幅值誤差，通過(guò)采集固定輸入讀取相應(yīng)的采集值，并計(jì)算出理論值與實(shí)際值之間的誤差，通過(guò)多次采集取其平均值A(chǔ)^"為輸出高頻濾波器n次諧波幅值誤差，通過(guò)計(jì)算機(jī)仿真模擬以及通過(guò)最終的實(shí)際補(bǔ)償試驗(yàn)得到A4.,"為互感器的n次諧波幅值誤差，利用互感器的幅頻特性曲線得到；或者通過(guò)試驗(yàn)與霍爾電流傳感器標(biāo)定得到相應(yīng)的誤差值；式中A《為在時(shí)間Ar內(nèi)n次諧波轉(zhuǎn)過(guò)的角度Ai;為n次諧波系統(tǒng)的總延時(shí)，并且A7;+ArCT，其中Arc"為控制系統(tǒng)的n次諧波延時(shí)，為一個(gè)控制周期的時(shí)間；A乙為輸出高頻濾波器n次諧波的延時(shí)，通過(guò)計(jì)算機(jī)仿真模擬以及通過(guò)最終的實(shí)際補(bǔ)償試驗(yàn)得到；A7^為互感器n次諧波的延時(shí)，利用互感器的相頻特性曲線得到；或者通過(guò)試驗(yàn)與霍爾電流傳感器標(biāo)定得到相應(yīng)的誤差值；c^為n次諧波的角頻率，并且氣=".^,其中A為基波的角頻率，即《1=2;^，其中/為基波頻率；本發(fā)明的具體方法步驟如下(1)線電壓^經(jīng)過(guò)過(guò)零檢測(cè)回i隔電網(wǎng)的實(shí)際頻率y;，經(jīng)軟件"倍頻后得到n次諧波的頻率，并通過(guò)軟件產(chǎn)生正、余弦函數(shù)對(duì)應(yīng)角頻率的瞬時(shí)值sin(,/)cos("^)，從而得到變換矩陣C,，；sin,/—cos腳J式中^v-Z2^A7;^式中ATc為控制系統(tǒng)的基波延時(shí)；(2)把系統(tǒng)三相負(fù)載電流/。^4經(jīng)過(guò)變換矩陣Q以及c;，由三相靜止"&坐標(biāo)系變?yōu)橥叫D(zhuǎn)坐標(biāo)系下，在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下M次諧波將變?yōu)橹绷鞣至?，通過(guò)低通濾波器Z尸F(xiàn)后得到直流分量G、G;(3)該^、U直流分量，經(jīng)過(guò)加入了n次諧波系統(tǒng)的總幅值誤差修正因子，加入n次諧波系統(tǒng)的總延時(shí)修正因子AT;,的C-1求出兩相靜止"/坐標(biāo)系下電流/。、<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>(4)通過(guò)已知的轉(zhuǎn)換矩陣&3，將L、^轉(zhuǎn)換到三相靜止的"^坐標(biāo)系中，得到最終沒(méi)有幅值誤差、沒(méi)有延時(shí)誤差的"次諧波電流^";(5)將所得的n次諧波電流反相，得到系統(tǒng)此刻所需補(bǔ)償n次諧波指令電流值，利用相同的方法求出其它次諧波電流指令值，將上述所求得的諧波電流指令值相加；即得系統(tǒng)所需補(bǔ)償?shù)目傊C波指令電流值。本發(fā)明的積極效果如是能夠很好的克服系統(tǒng)各個(gè)環(huán)節(jié)所產(chǎn)生的幅值誤差和延時(shí)誤差所造成的影響，使系統(tǒng)的整體補(bǔ)償精度提高一倍以上，使得補(bǔ)償后的系統(tǒng)電流波形更加接近正弦波。圖1為現(xiàn)有并聯(lián)式混合型有源電力濾波器的結(jié)構(gòu)示意圖。圖2、3為現(xiàn)有并聯(lián)式混合型有源電力濾波器補(bǔ)償示意圖。圖4為現(xiàn)有基于瞬時(shí)無(wú)功功率理論的瞬時(shí)有功、無(wú)功電流/,-、法計(jì)算原理圖。圖5為本發(fā)明改進(jìn)后的瞬時(shí)無(wú)功功率理論的瞬時(shí)有功、無(wú)功電流^-々法計(jì)算原理圖。圖6為對(duì)負(fù)載為300KW的中頻爐感應(yīng)加熱設(shè)備，在未加任何補(bǔ)__償時(shí)的電流波形圖。圖7為圖6情況下的電壓畸變率(FET)圖。圖8為圖6情況下的電流畸變率(FFT)圖。圖9為對(duì)上述中頻爐感應(yīng)加熱設(shè)備，采用傳統(tǒng)混合型有源電力濾波器(額定容量為150KVA，其中有源部分為IOOKVA，無(wú)源部分為50KVA)時(shí)，其電壓、電流波形圖。圖10為圖9情況下，相應(yīng)的電壓畸變率圖。圖11為圖9情況下，相應(yīng)的電流畸變率圖。圖12為對(duì)上述中頻爐感應(yīng)加熱設(shè)備，采用本發(fā)明補(bǔ)償方法后的電壓、電流波形圖。圖13為圖12情況下，相應(yīng)的電壓畸變率圖。圖14為圖12情況下，相應(yīng)的電流畸變率圖。具體實(shí)施例方式實(shí)施例1:負(fù)載選用300kW的中頻爐感應(yīng)加熱設(shè)備(由于負(fù)載實(shí)時(shí)波動(dòng)較大，故用Fluke43B測(cè)量數(shù)據(jù)也有較大的波動(dòng))。按照上述
發(fā)明內(nèi)容部分中的具體方法步驟去操作即可。采用本發(fā)明的方法補(bǔ)償后，系統(tǒng)電壓、電流波形如圖12所示，相應(yīng)的電壓畸變率為3.4%如圖13所示，電流畸變率為4.3%如圖14所示。未加任何補(bǔ)償時(shí)，系統(tǒng)的電流波形如圖6所示，相應(yīng)的電壓畸變率為12.4%如圖7所示，電流畸變率為26.6%如圖8所示。采用傳統(tǒng)混合型有源電力濾波器(額定容量為150kVA，基中有源部分100kVA，主要負(fù)責(zé)低次諧波電流，無(wú)源部分50kVA，主要負(fù)責(zé)系統(tǒng)高次諧波電流及無(wú)功電流的補(bǔ)償，系統(tǒng)工作頻率為lOKHz。負(fù)載電流檢測(cè)用電流互感器精度為0.5級(jí)，其型號(hào)LMZJ-800/lA)時(shí)，傳統(tǒng)的混合型有源電力濾波器采用傳統(tǒng)的,p-々法補(bǔ)償后，系統(tǒng)的電壓、電流波形如圖9所示，相應(yīng)的電壓畸變率為5.8%如圖10所示，電流畸變率為9.3%如圖11所示。從上面對(duì)比試驗(yàn)可以看出本發(fā)明能夠?qū)⒀a(bǔ)償效果由原來(lái)的電流畸變率9.3%降低到4.3%，其補(bǔ)償精度提高一倍以上。權(quán)利要求1、并聯(lián)式混合型有源電力濾波器誤差補(bǔ)償方法，其特征在于在進(jìn)行兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)到兩相靜止坐標(biāo)的反變換過(guò)程中加入幅值補(bǔ)償ΔAn對(duì)系統(tǒng)的幅值誤差進(jìn)行補(bǔ)償；在進(jìn)行兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)到兩相靜止坐標(biāo)的反變換過(guò)程中在原有變換矩陣的角頻率中加入Δθn對(duì)系統(tǒng)的延時(shí)誤差進(jìn)行補(bǔ)償；所述ΔAn＝ΔACn+ΔALn+ΔACTn式中ΔAn為n次諧波系統(tǒng)的總幅值誤差，為中間各環(huán)節(jié)誤差相加；ΔACn為控制系統(tǒng)的n次諧波采樣幅值誤差，通過(guò)采集固定輸入讀取相應(yīng)的采集值，并計(jì)算出理論值與實(shí)際值之間的誤差，通過(guò)多次采集取其平均值；ΔALn為輸出高頻濾波器n次諧波幅值誤差，通過(guò)計(jì)算機(jī)仿真模擬以及通過(guò)最終的實(shí)際補(bǔ)償試驗(yàn)得到；ΔACTn為互感器的n次諧波幅值誤差，利用互感器的幅頻特性曲線得到；或者通過(guò)試驗(yàn)與霍爾電流傳感器標(biāo)定得到相應(yīng)的誤差值；所述Δθn＝ΔTn·ωn式中Δθn為在時(shí)間ΔT內(nèi)n次諧波轉(zhuǎn)過(guò)的角度；ΔTn為n次諧波系統(tǒng)的總延時(shí)，并且ΔTn＝ΔTCn+ΔTLn+ΔTCTn，其中ΔTCn為控制系統(tǒng)的n次諧波延時(shí)，為一個(gè)控制周期的時(shí)間；ΔTLn為輸出高頻濾波器n次諧波的延時(shí)，通過(guò)計(jì)算機(jī)仿真模擬以及通過(guò)最終的實(shí)際補(bǔ)償試驗(yàn)得到；ΔTCTn為互感器n次諧波的延時(shí)，利用互感器的相頻特性曲線得到；或者通過(guò)試驗(yàn)與霍爾電流傳感器標(biāo)定得到相應(yīng)的誤差值；ωn為n次諧波的角頻率，并且ωn＝n·ω1，其中ω1為基波的角頻率，即ω1＝2πf1，其中f1為基波頻率；本發(fā)明的具體方法步驟如下(1)線電壓uab經(jīng)過(guò)過(guò)零檢測(cè)回路測(cè)得電網(wǎng)的實(shí)際頻率f1，經(jīng)軟件n倍頻后得到n次諧波的頻率，并通過(guò)軟件產(chǎn)生正、余弦函數(shù)對(duì)應(yīng)角頻率的瞬時(shí)值sin(nω1t)cos(nω1t)，從而得到變換矩陣Cn；<mathsid="math0001"num="0001"><math><![CDATA[<mrow><msub><mi>C</mi><mi>n</mi></msub><mo>=</mo><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><mi>sin</mi><mi>n</mi><msub><mi>ω</mi><mn>1</mn></msub><mi>t</mi></mtd><mtd><mo>-</mo><mi>cos</mi><msub><mi>nω</mi><mn>1</mn></msub><mi>t</mi></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>-</mo><mi>cos</mi><mi>n</mi><msub><mi>ω</mi><mn>1</mn></msub><mi>t</mi></mtd><mtd><mo>-</mo><mi>sin</mi><mi>n</mi><msub><mi>ω</mi><mn>1</mn></msub><mi>t</mi></mtd></mtr></mtable></mfenced></mrow>]]></math>id="icf0001"file="A2008100551620003C1.tif"wi="49"he="11"top="129"left="38"img-content="drawing"img-format="tif"orientation="portrait"inline="yes"/></maths>式中ω1t＝∑2πf1ΔTCl；式中ΔTCl為控制系統(tǒng)的基波延時(shí)；(2)把系統(tǒng)三相負(fù)載電流iaibic經(jīng)過(guò)變換矩陣C32以及Cn，由三相靜止abc坐標(biāo)系變?yōu)橥叫D(zhuǎn)坐標(biāo)系下，在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下n次諧波將變?yōu)橹绷鞣至?，通過(guò)低通濾波器LPF后得到直流分量<overscore>ipn</overscore>、<overscore>iqn</overscore>；(3)該<overscore>ipn</overscore>、<overscore>iqn</overscore>直流分量，經(jīng)過(guò)加入了n次諧波系統(tǒng)的總幅值誤差修正因子ΔAn，加入n次諧波系統(tǒng)的總延時(shí)修正因子ΔTn的Cn-1求出兩相靜止αβ坐標(biāo)系下電流iαn、iβn；<mathsid="math0002"num="0002"><math><![CDATA[<mrow><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><msub><mi>i</mi><mi>αn</mi></msub></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>i</mi><mi>βn</mi></msub></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>=</mo><msubsup><mi>C</mi><mi>n</mi><mrow><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msubsup><mo>·</mo><msub><mi>ΔA</mi><mi>n</mi></msub><mo>·</mo><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><mover><msub><mi>i</mi><mi>pn</mi></msub><mo>‾</mo></mover></mtd></mtr><mtr><mtd><mover><msub><mi>i</mi><mi>qn</mi></msub><mo>‾</mo></mover></mtd></mtr></mtable></mfenced></mrow>]]></math></maths>式中ΔAn＝ΔACn+ΔALn+ΔACTn<mathsid="math0003"num="0003"><math><![CDATA[<mrow><msubsup><mi>C</mi><mi>n</mi><mrow><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msubsup><mo>=</mo><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><mi>nωt</mi><mo>+</mo><msub><mi>ΔT</mi><mi>n</mi></msub><mi>nω</mi><mo>)</mo></mrow></mtd><mtd><mo>-</mo><mi>cos</mi><mrow><mo>(</mo><mi>nωt</mi><mo>+</mo><msub><mi>ΔT</mi><mi>n</mi></msub><mi>nω</mi><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>-</mo><mi>cos</mi><mrow><mo>(</mo><mi>nωt</mi><mo>+</mo><msub><mi>ΔT</mi><mi>n</mi></msub><mi>nω</mi><mo>)</mo></mrow></mtd><mtd><mo>-</mo><mi>sin</mi><mrow><mo>(</mo><mi>nωt</mi><mo>+</mo><msub><mi>ΔT</mi><mi>n</mi></msub><mi>nω</mi><mo>)</mo></mrow></mtd></mtr></mtable></mfenced></mrow>]]></math></maths>(4)通過(guò)已知的轉(zhuǎn)換矩陣C23，將iαn、iβn轉(zhuǎn)換到三相靜止的abc坐標(biāo)系中，得到最終沒(méi)有幅值誤差、沒(méi)有延時(shí)誤差的n次諧波電流iabcn；<mathsid="math0004"num="0004"><math><![CDATA[<mrow><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><msub><mi>i</mi><mi>an</mi></msub></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>i</mi><mi>bn</mi></msub></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>i</mi><mi>cn</mi></msub></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>=</mo><msub><mi>C</mi><mn>23</mn></msub><mo>·</mo><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><msub><mi>i</mi><mi>αn</mi></msub></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>i</mi><mi>βn</mi></msub></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>;</mo></mrow>]]></math></maths>(5)將所得的n次諧波電流反相，得到系統(tǒng)此刻所需補(bǔ)償n次諧波指令電流值，利用相同的方法求出其它次諧波電流指令值，將上述所求得的諧波電流指令值相加；即得系統(tǒng)所需補(bǔ)償?shù)目傊C波指令電流值。全文摘要本發(fā)明涉及一種并聯(lián)式混合型有源電力濾波器誤差補(bǔ)償方法，本發(fā)明是在現(xiàn)有的并聯(lián)式混合型有源電力濾波器的基礎(chǔ)上改進(jìn)而成的，其主要改進(jìn)點(diǎn)是在進(jìn)行兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)到兩相靜止坐標(biāo)的反變換過(guò)程中加入幅值補(bǔ)償ΔA對(duì)系統(tǒng)的幅值誤差進(jìn)行補(bǔ)償；在進(jìn)行兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)到兩相靜止坐標(biāo)的反變換過(guò)程中在原有變換矩陣的角頻率中加入Δθ<sub>n</sub>對(duì)系統(tǒng)的延時(shí)誤差進(jìn)行補(bǔ)償。本發(fā)明的積極效果是能夠很好的克服系統(tǒng)各個(gè)環(huán)節(jié)所產(chǎn)生的幅值誤差和延時(shí)誤差所造成的影響，使系統(tǒng)的整體補(bǔ)償精度提高一倍以上，使得補(bǔ)償后的系統(tǒng)電流波形更加接近正弦波。文檔編號(hào)G01R15/18GK101355252SQ20081005516公開日2009年1月28日申請(qǐng)日期2008年5月28日優(yōu)先權(quán)日2008年5月28日發(fā)明者任曉鵬,張喜軍,景崇友,焦翠坪,緱錄海申請(qǐng)人:保定天威集團(tuán)有限公司