專利名稱：頻率和占空比簡易可測的邏輯測試探頭的制作方法
技術領域：
本實用新型涉及一種多功能邏輯測試探頭，更具體是涉及一種由多功能多諧振蕩器接成的變換器所組成的邏輯測試探頭。
通常，邏輯測試探頭只能顯示邏輯電路中三態(tài)電平以及脈沖信號的有無。而不涉及到脈沖頻率和占空比等脈沖信號特性的測量。如果邏輯測試探頭具有頻率和占空比簡易可測功能則會大大地擴充邏輯測試探頭的應用范圍和提高它的應用價值，而與此同時仍然要求保持邏輯測試探頭結構簡單，體積小，價格低，功耗低和便于攜帶等優(yōu)點。
本實用新型的目的是提供具有以上功能的邏輯測試探頭。
為了達到上述目的，本實用新型所采用的多諧振蕩器包括一個施密特觸發(fā)器和一個四模擬開關，其四個開關分別稱為開關1，開關2，開關3和開關4。開關2是一充放電電路中的充電電路的控制開關。當它開啟時，電源正端通過充電電阻對電容進行充電。開關4是放電電路的控制開關。當它開啟時，此電容通過放電電阻對地進行放電。開關1和開關3分別對開關2和開關4的開閉起控制作用。開關1和開關3的控制端分別接到施密特觸發(fā)器的輸出端及其反向輸出端。施密特觸發(fā)器的輸入端接到充電電阻，電容以及開關4的輸入端的共同連接點處。此電容的另一端接地。開關2的輸入端接電源正端。開關1和開關3的輸入端可以接電源正端也可以作為外接信號的引入端。
進而認為所采用的多諧振蕩器可以構成一集成電路功能模塊的內部電路，其外部引腳有八個(見圖4〕。其中有2個引腳為輸入端，稱為in1和in2(in1對應開關1的輸入端，in2對應開關3的輸入端〕；1個輸出端引腳，稱為out；1個外接定時電容引腳，稱為Cext；1個外接充電電阻引腳，稱為Rext1；1個外接放電電阻引腳，稱為Rext2和2個供電的引腳，電源正端和電源負端，稱為Vdd和Vss。
如果將所采用的多諧振蕩器功能模塊的輸入端in1和in2不接電源正端而共同接到幅值相同而占空比不相同的脈沖信號源，則在振蕩器的輸出端out得到相應的不同頻率的脈沖信號，而且在振蕩器輸入信號的占空比與輸出信號的頻率之間存在線性對應關系。而輸出信號的占空比則可以調節(jié)充電電阻和放電電阻的阻值予以事先確定。而且此占空比不隨輸出信號的頻率變化而改變。這樣，本振蕩器構成占空比---頻率的線性變換器。
如果將所采用的多諧振蕩器功能模塊的輸入端in1和in2不接電源正端而共同接到脈寬和脈幅相同而頻率不同的脈沖信號源，則在振蕩器輸出端out得到相應的不同頻率的脈沖信號，而且在振蕩器輸入信號頻率段和輸出信號頻率段之間存在線性對應關系。而輸出信號的占空比可以調節(jié)充電電阻和放電電阻的阻值予以事先確定。并且此占空比不隨輸出頻率的變化而改變。單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器可以將脈寬和脈幅互不相同的不同頻率的脈沖振蕩信號整形為脈寬和脈幅彼此分別相同的不同頻率的脈沖振蕩信號。而整形前后的頻率維持不變。為達到這一點，只需將單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器的定時電容和電阻所確定的延時設置成小于單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器輸入頻率段中最小的振蕩周期即可。這樣，將此種狀態(tài)的單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器的輸出信號作為本振蕩器功能模塊的in1和in2的共同輸入信號，則本振蕩器可接成頻率段---頻率段線性變換器
以下結合附圖和具體實施方案對本實用新型作進一步詳細說明。


圖1是所采用的多諧振蕩器電路結構圖一。
圖2是所采用的多諧振蕩器電路結構圖二。
圖3是所采用的多諧振蕩器的功能模塊的引腳圖。
圖4是圖1所示多諧振蕩器內部a點和b點的振蕩波形圖。
圖5是圖3所示功能模塊接成的占空比---頻率線性變換器的電路結構圖。
圖6是圖3所示功能模塊接成的頻率段---頻率段線性變換器的電路結構圖。
圖7是包含有頻率段---頻率段和占空比---頻率線性變換器的邏輯測試探頭的電路結構圖。
圖8是各頻率段中之所測脈沖信號頻率與脈沖顯示電路[一]中發(fā)光二極管閃爍頻率之間的線性對應關系。
在圖1所示的具體實施方案中采用了一片高速CMOS施密特觸發(fā)器74HC14，一片高速CMOS六帶緩沖反向器74HC04和一片高速CMOS四雙向模擬開關74HC4066，其四個開關分別稱為開關1，開關2，開關3和開關4。開關1，開關2和開關3的輸入端與電源正端相連。開關1的輸出端與開關2的控制端相連。開關3的輸出端與開關4的控制端相連。開關1的控制端與施密特觸發(fā)器5的輸出端相連。開關3的控制端與反向器6的輸出端相連。反向器6的輸入端與施密特觸發(fā)器5的輸出端相連。開關2的輸出端與充電電阻R1相連。電阻R1的另一端與充放電電容C1相連。電容C1的另一端與地相連。開關4的輸入端與電阻R1，電容C1及施密特觸發(fā)器5的輸入端的共同連接點相連。開關4的輸出端與放電電阻R2相連。電阻R2的另一端與地相連。
在圖1所示的實施方案中的施密特觸發(fā)器5也可以用門電路組成。比如用兩級CMOS反向器74HC04能方便地組成回差電壓可調的施密特觸發(fā)器。其電路結構圖見圖2。其中反饋電阻R4的阻值應取為兆歐級。圖2所示實施方案的工作原理完全同于圖1所示實施方案。
圖4是圖1所示多諧振蕩器內部a點和b點的振蕩波形圖。
雙向模擬開關74HC4066從開關控制端接通到輸出建立的延遲為8ns。從開關控制端斷開到輸出撤出的延遲為12ns。所以最高開關頻率為50MHZ。施密特觸發(fā)器74HC14的輸出轉換時間在10ns左右(Vdd＝5v時)。所以其最高開關頻率亦為50MHZ。74HC4066的輸入漏電流和關斷漏電流以及74HC14的輸入漏電流均在0.1微安以下，可以忽略。
圖5是圖3所示功能模塊9接成的占空比---頻率線性變換器的具體實施方案。其中開關1和開關3的輸入端不接電源正端而共同接到幅值相同而占空比可變的脈沖信號源。為此，可將原始的輸入信號經施密特觸發(fā)器10整形后再作為占空比一頻率變換器開關1和開關3的輸入信號。施密特觸發(fā)器10采用74HC14，反向器11采用74HC04。此時，開關1和開關3提供給開關2和開關4的控制端的控制信號不是恒定的電源正端電壓，而是一系列脈沖信號。隨著脈沖信號高電平部份和低電平部份分別分時交替作用于開關2和開關4。開關2和開關4分別分時作連續(xù)開啟和關閉。電容C1的一個完整的充電過程和一個完整的放電過程是由許多個斷續(xù)充電和斷續(xù)放電所組成。由于開關1和開關3的控制端接施密特觸發(fā)器5和反向器6的兩個互為反向的輸出端。所以充電過程和放電過程不會重疊而是交替順序進行。只要開關1，開關2，開關3和開關4的控制信號的頻率小于開關所允許的最高開關頻率，整個電路工作就是正常的。
設圖5所示變換器的輸入脈沖信號的占空比為qin?？紤]到模擬開關的導通電阻相對很小，可以略去不計。所以由電容C1，電阻R1和R2組成的充放電電路的輸出脈沖信號的頻率為fout=qin/(R1C1lnVdd-Vt-Vdd-Vt++R2C1lnVt+Vt-)]]>以上式中Vt+和Vt-為施密特觸發(fā)器5的正向和負向閾值電壓。由此式可見由圖6所示的變換器的輸出頻率fout和占空比qin成線性比例關系。
圖6是圖3所示功能模塊9接成的頻率段---頻率段線性變換器的具體實施方案。其中開關1和開關3的輸入端不接電源正端而共同接到單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器12的輸出端Q。單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器12采用高速CMOS雙精密單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器74HC4538。單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器12設置成上升沿觸發(fā)和無再觸發(fā)方式(也可設置為下降沿觸發(fā)和無再觸發(fā)方式〕。此時，開關1和開關3提供給開關2和開關4的控制端的控制信號不是恒定的電源正端電壓，而是一系列脈沖信號。隨著脈沖信號高電平部份和低電平部份分別分時交替作用于開關2和開關4。開關2和開關4分別分時作連續(xù)開啟和關閉。電容C1的一個完整的充電過程和一個完整的放電過程是由許多個斷續(xù)充電和斷續(xù)放電所組成。由于開關1和開關3的控制端接施密特觸發(fā)器5和反向器6的兩個互為反向的輸出端。所以充電過程和放電過程不會重疊而是交替順序進行。只要開關1，開關2，開關3和開關4的控制信號的頻率小于開關所允許的最高開關頻率，整個電路工作就是正常的。
單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器12在外來脈沖作用下在穩(wěn)態(tài)和暫穩(wěn)態(tài)之間來回翻轉。則在其輸出端Q得到整形后的脈沖信號，其脈沖寬度Tw可用下式計算Tw＝0.69R5C2此脈沖寬度設置為小于單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器12輸入信號頻率段中最小振蕩周期之值。
設單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器12的輸入脈沖信號的頻率為fin，則其輸出脈沖信號的占空比為Twfin?？紤]到模擬開關的導通電阻相對很小可以略去不計，所以由電阻R1，R2和電容C1組成的充放電電路的輸出頻率為fout=Twfin/(R1C1lnVdd-Vt-Vdd-Vt++R2C1lnVt+Vt-)]]>
以上式中Vt+和Vt-為施密特觸發(fā)器5的正向和負向閾值電壓。由此式可見由圖7所示的變換器的輸出頻率fout和輸入頻率fin成線性比例關系。
另外需指出單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器74HC4538的兩個觸發(fā)端均具有內置施密特電路。這可將單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器本身的輸入信號進行整形。
由于圖1，圖2，圖5和圖6的實施方案都采用了高速CMOS集成電路。它們的工作速度高，功耗低。不僅適用于+5V供電電平，而且可用于各種高于+5V的CMOS電路。
如果將圖6所示的頻率段---頻率段變換器作為連續(xù)可調分頻器使用，并且將其輸出頻率降低到20HZ以下，比如從12.5HZ到0.25HZ，并用于邏輯測試探頭。在對測試點的脈沖進行測量時，其變化后的輸出頻率可以以目視方式察辨所測各頻率之間的差別。實際上，測試人員經多次使用熟悉后，不用線性查找亦能判斷所測頻率的大致范圍。目前市場上現(xiàn)有邏輯探頭只能通過發(fā)光二極管的亮與否來判斷有無脈沖信號的存在。實際上，發(fā)光二極管對十幾赫茲以上頻率的脈沖信號反應均連續(xù)發(fā)光，而無法分辨出十幾赫茲和直到數(shù)十兆赫茲的脈沖振蕩頻率之間的差別。這是一個很大的缺陷。
現(xiàn)有中國專利2039029，2047029，2055940，2066148，2100637，1084286；美國專利4348636，3670245；日本專利平2-205779均未涉及或解決此缺陷。另外對脈沖信號占空比的測量，現(xiàn)有邏輯測試探頭也是無能為力的。
將圖5所示的占空比---頻率變換器用于邏輯測試探頭，則也可以以目視方式察辨所測某一脈沖信號的占空比的大致范圍。以上這兩種功能將使邏輯測試探頭的測試功能大為提高。這在數(shù)字電路的調試，維護和維修中將起到很大的作用。具有上述功能的邏輯測試探頭，由于其攜帶和使用方便，將在許多場合代替示波器的工作?；蛘咦鰹槭静ㄆ魇褂们暗氖虑皡⒖?，使示波器的使用更為有效和快速。
為了達到上述目的，必須將變換器的輸入脈沖的可測頻率分成數(shù)段。使每一段均對應輸出頻率段為12.5HZ到0.25HZ。這樣可以將輸出頻率的最高頻率與最低頻率之比取為50。按此比例將輸入脈沖頻率分成四段400HZ以下；400HZ---20KHZ；20KHZ---1MHZ；1MHZ---50MHZ。根據輸入和輸出頻率段線性對應公式來確定電阻R1，R2和電容C1的數(shù)值。在此四段之間，由電阻R1，R2和電容C1組成的時間常數(shù)最大要相差125000倍。這是可以實現(xiàn)的，因為電阻R1，R2的可選阻值的變化倍數(shù)達103。電容C的可選容值倍數(shù)達105。
以下結合圖7對本實用新型實施方案作進一步說明。
輸入電路連接單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器13的觸發(fā)端，單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器13外接有電容C3，電阻R6，由此組成現(xiàn)有脈沖寬度展寬電路，經脈沖顯示電路〔二〕顯示脈沖存在與否，利用脈沖閂鎖電路可以將單脈沖信號予以鎖定〔如果需要的話〕。另外輸入電路還連接三態(tài)電平判別及其顯示電路。這部分電路的引入是因為考慮到使用者有時只需要知道有無脈沖和脈沖信號的電平，而對其頻率和占空比并不關心。另外對單脈沖，比如智能電子設備啟動時的復位信號，可用這部分電路予以檢測。
為了對脈沖信號的頻率及占空比進行測量，本實用新型增設了對所測脈沖信號的頻率及占空比進行變換的電路。頻率變換電路為輸入電路接單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器12的觸發(fā)端，單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器12的輸出端接多諧振蕩器功能模塊9的輸入端in1和in2，多諧振蕩器功能模塊9的輸出端接脈沖顯示電路〔一〕。占空比變換電路為輸入電路接施密特觸發(fā)器10的輸入端，施密特觸發(fā)器10的輸出端的一路接反向器16的輸入端，反向器16的輸出端接多諧振蕩器功能模塊9的輸入端in1，另一路接多諧振蕩器功能模塊9的輸入端in2，多諧振蕩器功能模塊9的輸出端接脈沖顯示電路〔一〕。
按照輸入脈沖信號頻率分段的要求。對每一段來說，與單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器12的定時電阻R5和電容C2所組成的時間常數(shù)應選得小于本段內輸入脈沖信號的最小周期。對應的輸入頻率為400HZ以下，400HZ---20KHZ，20KHZ---1MHZ，1MHZ---50MHZ。這樣，單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器12的定時電阻R5和電容C2，多諧振蕩器功能模塊9的充放電電容C1，充電電阻R1和放電電阻R2(R1的阻值取為等于R2的阻值〕對應有四組。當測試需要選擇頻率段時，可用五位四擲的微型波段開關15在這四組之間切換。在頻率測量和占空比測量間的切換采用四位二擲的微型波段開關14。當波段開關14打到F1，G1，H1，I1的位置時為頻率測量；當波段開關14打到F2，G2，H2，I2的位置時為占空比測量。
在圖7所示的邏輯測試探頭中，脈沖顯示電路〔一〕可采用發(fā)光二極管顯示電路也可采用數(shù)字顯示電路。當脈沖顯示電路〔一〕采用發(fā)光二極管顯示電路時，對于頻率測量來說，相對各頻率段的多諧振蕩器功能模塊9的輸出脈沖信號頻率均為12.5到0.25HZ。至于所測頻率是多少取決于脈沖顯示電路〔一〕中的發(fā)光二極管的閃爍頻率以及波段開關15所處的頻率段。圖8表示出各頻率段中之所測脈沖信號頻率與脈沖顯示電路中發(fā)光二極管閃爍頻率之間的線性對應關系。如果波段開關15所處位置不是輸入頻率應落在其所處頻率段內，則脈沖顯示電路〔一〕中的發(fā)光二極管連續(xù)發(fā)光，無法分辨；或者發(fā)光二極管在四秒時間間隔內仍不見其發(fā)光，但此時脈沖顯示電路〔二〕中的發(fā)光二極管發(fā)亮，顯示有脈沖信號存在。此時應撥動波段開關15使輸入頻率落在它所在頻率段的那一擋開關處。此時，輸出頻率段應在12.5HZ到0.25HZ的范圍內。對占空比測量來說，輸入脈沖信號需用施密特觸發(fā)器10進行整形。整形后的信號經二路分別送到多諧振蕩器功能模塊9的in1和in2，其中在送到in1的信號在施密特觸發(fā)器10后需再反向一次。當測量脈沖信號的占空比時，脈沖顯示電路〔一〕的發(fā)光二極管會閃爍。二極管導通發(fā)亮時間的長短正比于脈沖高電平所占時間。二極管截止變暗的時間長短正比于低電平所占時間。由此得出占空比的大小。使用波段開關15，可以在多諧振蕩器功能模塊9的四個頻率段間進行切換使發(fā)光二極管的亮暗周期慢到目視能察辨所占的時間長短。比如說，周期為四秒，甚至更長。
當脈沖顯示電路[一]采用數(shù)字顯示電路時，則可直接讀出測試點處之脈沖信號的頻率和占空比。
權利要求1.頻率和占空比簡易可測的邏輯測試探頭由輸入電路，單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器[13]及其外接定時電容C3和定時電阻R6，脈沖顯示電路〔二〕，脈沖閂鎖電路，三態(tài)電平判別及其顯示電路等所組成，其特征在于增設了對所測脈沖信號頻率和占空比進行變換的電路；頻率變換電路為輸入電路接單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器[12]的觸發(fā)端，單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器[12]的輸出端接多諧振蕩器功能模塊[9]的輸入端in1和in2，多諧振蕩器功能模塊[9]的輸出端接脈沖顯示電路〔一〕，此時波段轉開關[14]應打在F1，G1，H1，I1的位置上，波段轉換開關[15]需打在單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器[12]的外接電容C2及電阻R5和多諧振蕩器功能模塊[9]的外接電容C1及電阻R1，R2的任一種可選組合值的位置上；占空比變換電路為輸入電路接施密特觸發(fā)器[10]的輸入端，施密特觸發(fā)器[10]的輸出端的一路接反向器[16]的輸入端，反向器[16]的輸出端接多諧振蕩器功能模塊[9]的輸入端in1，另一路接多諧振蕩器功能模塊[9]的輸入端in2，多諧振蕩器功能模塊[9]的輸出端接脈沖顯示電路〔一〕，此時波段轉換開關[14]應打在F2，G2，H2，I2的位置上，波段轉換開關[15]需打在多諧振蕩器功能模塊[9]的外接電容C1及電阻R1，R2的任一種可選組合值的位置上。
2.根據權利要求1所述的邏輯測試探頭，其特征在于脈沖顯示電路[一]采用發(fā)光二極管的導通發(fā)亮和截止變暗的閃爍頻率來顯示頻率為12.5HZ---0.25HZ的輸出頻率段中之頻率。
3.根據權利要求1所述的邏輯測試探頭，其特征在于脈沖顯示電路[一]采用發(fā)光二極管的導通發(fā)亮和截止變暗的時間長短來確定測試點處可測脈沖信號之占空比。
4.根據權利要求1所述的邏輯測試探頭，其特征在于脈沖顯示電路[一]采用脈沖數(shù)字顯示電路。
5.根據權利要求1所述的邏輯測試探頭，其特征在于單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器[12]采用74HC4538，四模擬開關采用74HC4066，施密特觸發(fā)器[5]采用74HC14和反向器[6]采用74HC04。
專利摘要本實用新型提供一種多功能邏輯測試探頭。其由多功能多諧振蕩器接成的變換器等所構成。除了具有邏輯電路中三態(tài)電平判別以及脈沖信號有無的顯示功能外,還增設了脈沖頻率和占空比的測量和顯示功能。與此同時仍然保持了邏輯測試探頭結構簡單,體積小,價格低,功耗低和便于攜帶等優(yōu)點。這就擴大了邏輯測試探頭的應用范圍和提高了它的應用價值。
文檔編號G01R23/00GK2411489SQ0020575
公開日2000年12月20日 申請日期2000年2月22日 優(yōu)先權日2000年2月22日
發(fā)明者劉哲明, 劉敏 申請人:劉哲明