一種電流源型插電混合動力汽車能量傳送驅(qū)動裝置及方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種電流源型插電混合動力汽車能量傳送驅(qū)動裝置及方法，電流源型整流器和電流源型逆變器均采用磁場定向控制；在電流源型整流器中，根據(jù)引擎/發(fā)電機(jī)組轉(zhuǎn)矩參考值、直軸電流參考值、實際轉(zhuǎn)速、電壓、電流測量值產(chǎn)生整流器調(diào)制因數(shù)和控制延遲角；在電流源型逆變器中，根據(jù)驅(qū)動電機(jī)轉(zhuǎn)速參考值、直流電流參考值、實際轉(zhuǎn)速、電壓、電流測量值產(chǎn)生逆變器調(diào)制因數(shù)和控制延遲角。
【專利說明】一種電流源型插電混合動力汽車能量傳送驅(qū)動裝置及方法

【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及一種電流源型插電混合動力汽車能量傳送驅(qū)動裝置及方法，屬于插電 式混合動力汽車領(lǐng)域。

【背景技術(shù)】
[0002] 隨著燃油汽車排放問題的增多和世界化石燃料的減少，電動汽車和混合動力汽車 引起了廣泛的關(guān)注?；谝婧碗姍C(jī)的混合動力汽車成為下一代新能源汽車中最有潛力的 選擇方案?；旌蟿恿嚲哂懈玫娜加徒?jīng)濟(jì)性、較遠(yuǎn)的工作里程，而且方便為汽車添加燃 料。由于傳統(tǒng)的兩電平電壓源型逆變器結(jié)構(gòu)和控制策略都比較簡單，電壓源型逆變器應(yīng)用 十分廣泛。如今，絕大多數(shù)電動汽車、混合動力汽車都采用電壓源型逆變器作為電力驅(qū)動。
[0003] 以基于電壓源型逆變器級聯(lián)混合動力汽車為例，引擎拖動發(fā)電機(jī)發(fā)電、牽引電機(jī) 及蓄電池經(jīng)過功率變換器并聯(lián)，并和直流母線相聯(lián)。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)存在以下缺點：1、直流母 線如果采用電解電容，其可靠性相對較低。如果直流母線采用薄膜電容，其成本相對較高。 2、兩電平電壓源型逆變器dv/dt比較高，可能在軸承上產(chǎn)生電磁干擾、絕緣以及漏電流的 問題。如果采用多電平電壓源型逆變器，系統(tǒng)開關(guān)器件增多，而且調(diào)制策略也更加復(fù)雜。3、 電壓源型逆變器不允許上、下橋臂同時導(dǎo)通，因此不具有短路故障容錯能力。4、電壓源型逆 變器對于電壓只有降壓能力，而為了達(dá)到電機(jī)系統(tǒng)較寬的調(diào)速范圍，必須對電機(jī)進(jìn)行弱磁 控制。
[0004] 為了改善混合動力汽車電壓源型逆變器的上述問題，國內(nèi)外提出了很多新的逆變 器結(jié)構(gòu)，主要集中于兩個方面：軟開關(guān)技術(shù)和多電平逆變器。在軟開關(guān)技術(shù)方面，通過使用 輔助電路，使得逆變器主要開關(guān)器件可以實現(xiàn)零電壓或零電流開關(guān)，可以有效減小開關(guān)損 耗和電磁干擾。多電平逆變器通過鉗位方式、飛跨電容和級聯(lián)方式產(chǎn)生多個電壓等級，改善 了逆變器輸出電壓諧波性能，減小了dv/dt。然而上述兩種技術(shù)在直流母線上都使用直流電 容作為儲能元件，仍存在直流母線電容可靠性和成本設(shè)計困難的問題。而且電壓源型逆變 器的輸出電壓幅值總是低于直流母線電壓，軟開關(guān)和多電平逆變器饋電電機(jī)系統(tǒng)仍然存在 弱磁擴(kuò)速的問題。


【發(fā)明內(nèi)容】

[0005] 發(fā)明目的：本發(fā)明提出一種電流源型插電混合動力汽車能量傳送驅(qū)動裝置及方 法，使電流源型整流器和電流源型逆變器的輸入側(cè)電流平穩(wěn)基本無波動，并且允許上、下橋 臂器件直通，短路電流容錯能力提高。
[0006] 技術(shù)方案：本發(fā)明采用的技術(shù)方案為一種電流源型插電混合動力汽車能量傳送驅(qū) 動裝置，包括蓄電池，該蓄電池連接在電壓型全橋變換器的輸入端，電壓型全橋變換器的輸 出端接入變壓器的初級線圈，變壓器的兩個次級線圈分別與第一電流源型全橋變換器和第 二電流源型全橋變換器的輸入端相連接，電流源型整流器通過第一直流母線電感與第一電 流源型全橋變換器的輸出端連接，發(fā)電機(jī)通過第一LC濾波器與電流源型整流器輸出端相 連接，電流源型逆變器通過第二直流母線電感與第二電流源型全橋變換器的輸出端連接， 電流源型逆變器輸出端通過第二LC濾波器連接到電動機(jī)。
[0007] 優(yōu)選地，所述變壓器為三端口高頻變壓器。
[0008] 一種電流源型插電混合動力汽車能量傳送驅(qū)動裝置的控制方法，電流源型整流器 和電流源型逆變器均采用磁場定向控制；在電流源型整流器中，根據(jù)引擎/發(fā)電機(jī)組轉(zhuǎn)矩 參考值、直軸電流參考值、實際轉(zhuǎn)速、電壓、電流測量值產(chǎn)生整流器調(diào)制因數(shù)mal和控制延遲 角a1;在電流源型逆變器中，根據(jù)驅(qū)動電機(jī)轉(zhuǎn)速參考值、直流電流參考值、實際轉(zhuǎn)速、電壓、 電流測量值產(chǎn)生逆變器調(diào)制因數(shù)和控制延遲角。
[0009] 優(yōu)選地，控制電流源型整流器的電流向量幅值調(diào)制因數(shù)mal和控制延遲角ai的計 算包括以下步驟：
[0010] 根據(jù)發(fā)電機(jī)實際a、b相電流ial、ibl以及a、b相電壓ual、ubl計算獲得發(fā)電機(jī)實際 轉(zhuǎn)矩T;
[0011] 轉(zhuǎn)矩參考值f"和實際轉(zhuǎn)矩T經(jīng)過轉(zhuǎn)矩控制器生成發(fā)電機(jī)q軸電流參考值< ;
[0012] 電流派克變換模塊將發(fā)電機(jī)實際電流變換為q軸電流iql和d軸電流idl，電壓派 克變換模塊將發(fā)電機(jī)實際電壓變換為q軸電壓uQdPd軸電壓udl;
[0013] 電容補(bǔ)償電流模塊根據(jù)發(fā)電機(jī)實際q軸電流iql、d軸電流idl、q軸電壓uql、d軸電 壓udl獲得q軸電容補(bǔ)償電流iqc;1和d軸電容補(bǔ)償電流idc;1;
[0014] 由發(fā)電機(jī)q軸電流參考值匕和q軸電容補(bǔ)償電流iqc;1相減，得到q軸整流器電流參 考值Cl;
[0015] 由發(fā)電機(jī)d軸電流參考值匕和d軸電容補(bǔ)償電流idc;1相減，得到d軸整流器電流 參考值/^ ;
[0016] 根據(jù)q軸逆變器電流參考值和d軸逆變器電流參考值/；^，由電流向量生成模 塊獲得控制電流源型整流器的電流向量幅值調(diào)制因數(shù)mal和控制延遲角a^
[0017] 優(yōu)選地，獲得控制電流源型逆變器的電流向量幅值調(diào)制因數(shù)ma2和控制延遲角a2 的計算包括以下步驟：
[0018] 將電動機(jī)實際a、b相電流ia2、ib2轉(zhuǎn)換為q軸電流iq2和d軸電流id2，電壓派克變 換模塊將電動機(jī)實際電壓ua2、ub2轉(zhuǎn)換為q軸電壓u@和d軸電壓ud2;
[0019] 電容補(bǔ)償電流模塊根據(jù)電動機(jī)實際q軸電流iq2、d軸電流id2、q軸電壓uq2、d軸電 壓ud2獲得q軸電容補(bǔ)償電流iqc;2和d軸電容補(bǔ)償電流idc;2;
[0020] 由電動機(jī)q軸電流參考值匕和q軸電容補(bǔ)償電流iqe2相減，得到q軸逆變器電流 參考值/二/2 ;
[0021] 由電動機(jī)d軸電流參考值&和q軸電容補(bǔ)償電流iqc;2相減d軸逆變器電流參考值 ,*. 1M'd\'
[0022] 根據(jù)q軸逆變器電流參考值/：；2和d軸逆變器電流參考值/二2，由電流向量生成 模塊獲得控制電流源型逆變器的電流向量幅值調(diào)制因數(shù)ma2和控制延遲角a2。
[0023] 有益效果：本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有以下優(yōu)點：
[0024] (1)電流源型整流器和電流源型逆變器在直流母線采用電感進(jìn)行儲能，無需直流 母線電壓。因此直流母線儲存元件壽命長，成本低。電流源型整流器和電流源型逆變器由 于在直流母線上具有電感，允許上、下橋臂器件直通，短路電流容錯能力提高。
[0025] (2)電機(jī)轉(zhuǎn)速升高使得反電動勢和發(fā)電機(jī)端電壓也升高。電流源型逆變器自身具 有電壓泵升能力，可以擴(kuò)展混合動力汽車恒轉(zhuǎn)矩工作范圍。
[0026] (3)電流源型逆變器交流側(cè)的輸出電容不僅能夠輔助各相電流之間的換流，而且 起著電壓濾波作用，可以提供較好的輸出電壓波形，并減小dv/dt數(shù)值。
[0027] (4)多端口的DC/DC變換器，采用三端口隔離型高頻變壓器，實現(xiàn)了蓄電池、引擎 /發(fā)電機(jī)組、驅(qū)動電機(jī)的電氣隔離，可以方便地交換蓄電池、引擎/發(fā)電機(jī)組、驅(qū)動電機(jī)的功 率，進(jìn)行能量管理。
[0028] (5)相比工頻變壓器隔離方案，采用隔離型高頻變壓器減輕了系統(tǒng)的重量、減小了 系統(tǒng)的尺寸。

【專利附圖】

【附圖說明】
[0029] 圖1為本發(fā)明的結(jié)構(gòu)示意圖；
[0030] 圖2為本發(fā)明的控制框圖；
[0031] 圖3為電流源型整流器控制模塊的控制框圖；
[0032] 圖4為電流源型逆變器控制模塊的控制框圖；
[0033] 圖5為電流源型插電混合動力汽車能量傳送驅(qū)動裝置的控制方法的工作模式示 意圖。

【具體實施方式】
[0034] 下面結(jié)合附圖和具體實施例，進(jìn)一步闡明本發(fā)明，應(yīng)理解這些實施例僅用于說明 本發(fā)明而不用于限制本發(fā)明的范圍，在閱讀了本發(fā)明之后，本領(lǐng)域技術(shù)人員對本發(fā)明的各 種等同形式的修改均落于本申請所附權(quán)利要求所限定的范圍。
[0035] 如圖1所示，本發(fā)明包括額定輸入電壓為24V的蓄電池1，該蓄電池1連接在電壓 型全橋變換器2的輸入端，電壓型全橋變換器2的輸出端接入三端口高頻變壓器3的初級 線圈。三端口高頻變壓器3的匝比設(shè)定為1:10:10,其兩個次級線圈分別與第一電流源型全 橋變換器4和第二電流源型全橋變換器5的輸入端相連接。電流源型整流器6通過第一直 流母線電感10與第一電流源型全橋變換器4的輸出端連接，發(fā)電機(jī)8通過第一LC濾波器 12與電流源型整流器6輸出端相連接。電流源型逆變器7通過第二直流母線電感11與第 二電流源型全橋變換器5的輸出端連接，電流源型逆變器7輸出端通過第二LC濾波器13 連接到電動機(jī)9。發(fā)電機(jī)和電動機(jī)的額定電壓都是240V。三端口高頻變壓器3在電壓型全 橋變換器2和第一電流源型全橋變換器4、第二電流源型全橋變換器5之間實現(xiàn)功率變換。
[0036] 電壓型全橋變換器2、第一電流源型全橋變換器4、第二電流源型全橋變換器5、電 流源型整流器6和電流源型逆變器7中的開關(guān)器件應(yīng)具有反向電壓阻斷能力，可為絕緣柵 雙極型晶體管（IGBT)和二極管串聯(lián)形式。第一直流母線電感10和第二直流母線電感11 利用電感的特性，保持電流源型整流器6和電流源型逆變器7的輸入側(cè)電流平穩(wěn)基本無波 動。發(fā)電機(jī)8和電動機(jī)9的輸入側(cè)需要第一LC濾波器和第二LC濾波器濾除低次諧波電流 和電壓，并輔助電流源型整流器6和電流源型逆變器7換相。
[0037] 如圖2所示，電壓型全橋變換器2中四個IGBT開關(guān)按照橋臂對角開關(guān)同時導(dǎo)通， 同一橋臂上下器件互補(bǔ)導(dǎo)通原則動作。電壓型全橋變換器觸發(fā)脈沖2. 11以50%占空比觸 發(fā)脈沖控制電壓型全橋變換器2中的IGBT開關(guān)，該觸發(fā)脈沖相位是奶。在第一電流源型全 橋變換器控制模塊2. 12中，通過直流母線電流參考值和直流母線電流實際值idc;1的閉 環(huán)控制產(chǎn)生第一電流源型全橋變換器4的控制移相角％。因此第一電流源型全橋變換器4 中開關(guān)器件的相位是仍+朽。在第二電流源型全橋變換器控制模塊2. 13中，通過直流母線 電流參考值匕.2和直流母線電流實際值idc;2的閉環(huán)控制產(chǎn)生第二電流源型全橋變換器模塊 2. 5的控制移相角％。因此第二電流源型全橋變換器5中開關(guān)器件的相位是奶+ %。在電流 源型整流器控制模塊2. 14中，根據(jù)其輸入量轉(zhuǎn)矩參考值直軸電流參考值實際發(fā)電 機(jī)轉(zhuǎn)速h、實際發(fā)電機(jī)a、b相電壓val、vbl、實際發(fā)電機(jī)a、b相電流ial、ibl，電流源型整流器 控制模塊2. 14產(chǎn)生電流源型整流器6的調(diào)制因數(shù)mal和控制延遲角ai。在電流源型逆變 器控制模塊2. 15中，根據(jù)其輸入量電動機(jī)直軸電流參考值、電動機(jī)轉(zhuǎn)速參考值g、電動 機(jī)實際轉(zhuǎn)速n2、實際電動機(jī)a、b相電壓ua2、ub2、實際電動機(jī)a、b相電流ia2、ib2，電流源型逆 變器控制模塊2. 15產(chǎn)生電流源型逆變器7的調(diào)制因數(shù)ma2和控制延遲角a2。
[0038] 圖3顯示了電流源型整流器控制模塊2. 14的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，其中轉(zhuǎn)矩計算模塊3. 1根 據(jù)發(fā)電機(jī)8實際a、b相電流ial、ibl以及a、b相電壓ual、ubl計算獲得發(fā)電機(jī)8實際轉(zhuǎn)矩T。 轉(zhuǎn)矩參考值T#和實際轉(zhuǎn)矩T經(jīng)過轉(zhuǎn)矩控制器3. 5生成發(fā)電機(jī)q軸電流參考值^。電流派克 變換模塊3. 2將發(fā)電機(jī)8實際電流變換為q軸電流iql和d軸電流idl，電壓派克變換模塊 3. 3將發(fā)電機(jī)8實際電壓變換為q軸電壓uql和d軸電壓udl。電容補(bǔ)償電流模塊3. 4根據(jù) 發(fā)電機(jī)8實際q軸電流iql、d軸電流idl、q軸電壓uql、d軸電壓udl獲得q軸電容補(bǔ)償電流 iqc;1和d軸電容補(bǔ)償電流idc;1。由發(fā)電機(jī)q軸電流參考值和q軸電容補(bǔ)償電流iqc;1相減， 得到q軸整流器電流參考值，由發(fā)電機(jī)d軸電流參考值。和d軸電容補(bǔ)償電流idc^g 減，得到d軸整流器電流參考值。根據(jù)q軸逆變器電流參考值/；^和d軸整流器電流參 考值/；；#,由電流向量生成模塊3. 6獲得電流向量幅值調(diào)制因數(shù)mal和控制延遲角a^
[0039] 如圖4所示，電流派克變換模塊4. 1將電動機(jī)實際a、b相電流ia2、ib2轉(zhuǎn)換為q軸 電流iq2和d軸電流id2，電壓派克變換模塊4. 2將電動機(jī)實際電壓ua2、ub2轉(zhuǎn)換為q軸電壓 uq2和d軸電壓ud2。電容補(bǔ)償電流模塊4. 4根據(jù)電動機(jī)實際q軸電流iq2、d軸電流id2、q軸 電壓uq2、d軸電壓ud2獲得q軸電容補(bǔ)償電流iqc;2和d軸電容補(bǔ)償電流idc;2。由電動機(jī)q軸 電流參考值<2和q軸電容補(bǔ)償電流iqc;2相減，得到q軸逆變器電流參考值/^2。由電動機(jī)d軸電流參考值匕和q軸電容補(bǔ)償電流iqc;2相減d軸逆變器電流參考值/"。根據(jù)q軸逆變器 電流參考值/^2和d軸逆變器電流參考值/:2 ,由電流向量生成模塊4. 5獲得電流向量幅 值調(diào)制因數(shù)ma2和控制延遲角a2。
[0040] 如圖5所示，當(dāng)混合動力車處于啟動或加速過程，系統(tǒng)運行于工作模式1功能模塊 1，即蓄電池和由引擎帶動的發(fā)電機(jī)8共同驅(qū)動電動機(jī)9運行。當(dāng)混合動力車處于高速巡航 過程，系統(tǒng)運行于工作模式2,由引擎帶動的發(fā)電機(jī)8既為電動機(jī)9提供能量，又給蓄電池充 電。當(dāng)混合動力車處于制動或下坡減速時，系統(tǒng)運行于工作模式3,由引擎帶動的發(fā)電機(jī)8 和電動機(jī)9都處于發(fā)電狀態(tài)，給蓄電池充電。
【權(quán)利要求】
1. 一種電流源型插電混合動力汽車能量傳送驅(qū)動裝置，其特征在于，包括蓄電池（I)， 該蓄電池（1)連接在電壓型全橋變換器（2)的輸入端，電壓型全橋變換器（2)的輸出端接 入變壓器（3)的初級線圈，變壓器（3)的兩個次級線圈分別與第一電流源型全橋變換器（4) 和第二電流源型全橋變換器（5)的輸入端相連接，電流源型整流器（6)通過第一直流母線 電感（10)與第一電流源型全橋變換器（4)的輸出端連接，發(fā)電機(jī)（8)通過第一 LC濾波器 (12)與電流源型整流器（6)輸出端相連接，電流源型逆變器（7)通過第二直流母線電感 (11)與第二電流源型全橋變換器（5)的輸出端連接，電流源型逆變器（7)輸出端通過第二 LC濾波器（13)連接到電動機(jī)（9)。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的電流源型插電混合動力汽車能量傳送驅(qū)動裝置，其特征在 于，所述變壓器（3)為三端口高頻變壓器。
3. -種電流源型插電混合動力汽車能量傳送驅(qū)動裝置的控制方法，其特征在于，電 流源型整流器和電流源型逆變器均采用磁場定向控制；在電流源型整流器中，根據(jù)引擎/ 發(fā)電機(jī)組轉(zhuǎn)矩參考值、直軸電流參考值、實際轉(zhuǎn)速、電壓、電流測量值產(chǎn)生整流器調(diào)制因數(shù) (m al)和控制延遲角U1);在電流源型逆變器中，根據(jù)驅(qū)動電機(jī)轉(zhuǎn)速參考值、直流電流參考 值、實際轉(zhuǎn)速、電壓、電流測量值產(chǎn)生逆變器調(diào)制因數(shù)（m a2)和控制延遲角U2)。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的電流源型插電混合動力汽車能量傳送驅(qū)動裝置的控制方法， 其特征在于，包括以下步驟： 根據(jù)發(fā)電機(jī)（8)實際a、b相電流（ial、ibl)以及a、b相電壓（u al、ubl)計算獲得發(fā)電機(jī) (8)實際轉(zhuǎn)矩（T); 轉(zhuǎn)矩參考值CO和實際轉(zhuǎn)矩（T)經(jīng)過轉(zhuǎn)矩控制器（3.5)生成發(fā)電機(jī)q軸電流參考值 電流派克變換模塊（3. 2)將發(fā)電機(jī)⑶實際電流變換為q軸電流（iql)和d軸電流(idl)，電壓派克變換模塊（3.3)將發(fā)電機(jī)⑶實際電壓變換為q軸電壓（Uql)和d軸電壓 (?); 電容補(bǔ)償電流模塊（3.4)根據(jù)發(fā)電機(jī)（8)實際q軸電流（iql)、d軸電流（i dl)、q軸電 壓（Uql)、d軸電壓（Udl)獲得q軸電容補(bǔ)償電流（iqJ和d軸電容補(bǔ)償電流（idJ ; 由發(fā)電機(jī)q軸電流參考值（匕）和q軸電容補(bǔ)償電流（U1)相減，得到q軸整流器電流 參考值（）； 由發(fā)電機(jī)d軸電流參考值（〇和d軸電容補(bǔ)償電流（idc;1)相減，得到d軸逆變器電流 參考值（/"）； 根據(jù)q軸逆變器電流參考值（）和d軸逆變器電流參考值（/"），由電流向量生 成模塊（3.6)獲得控制電流源型整流器（6)的電流向量幅值調(diào)制因數(shù)（mal)和控制延遲角 (a :)〇
5. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的電流源型插電混合動力汽車能量傳送驅(qū)動裝置的控制方法， 其特征在于，包括以下步驟： 將電動機(jī)（9)實際a、b相電流（ia2、ib2)轉(zhuǎn)換為q軸電流（i q2)和d軸電流（id2)，電壓 派克變換模塊（4. 2)將電動機(jī)（9)實際電壓（ua2、ub2)轉(zhuǎn)換為q軸電壓（Uq2)和d軸電壓(Ud2); 電容補(bǔ)償電流模塊（4.4)根據(jù)電動機(jī)（9)實際q軸電流（iq2)、d軸電流（i d2)、q軸電 壓（uq2)、d軸電壓（Ud2)獲得q軸電容補(bǔ)償電流（ij和d軸電容補(bǔ)償電流（idc;2); 由電動機(jī)q軸電流參考值（匕）和q軸電容補(bǔ)償電流（iqc;2)相減，得到q軸逆變器電流 參考值（/二2); 由電動機(jī)d軸電流參考值（^ )和q軸電容補(bǔ)償電流（'2)相減d軸逆變器電流參考 值(C1); 根據(jù)q軸逆變器電流參考值（)和d軸逆變器電流參考值（/二），由電流向量生 成模塊（4.5)獲得控制電流源型逆變器（7)的電流向量幅值調(diào)制因數(shù)（ma2)和控制延遲角 (a 2)。
【文檔編號】B60L11/12GK104494457SQ201410696059
【公開日】2015年4月8日 申請日期:2014年11月26日 優(yōu)先權(quán)日:2014年11月26日
【發(fā)明者】王政, 儲凱, 程明 申請人:東南大學(xué)