專利名稱：：一種數(shù)字語音信號的改進編解碼方法一種數(shù)字語音信號的改進編解碼方法本發(fā)明涉及對于聲音數(shù)據(jù)的處理。該處理尤其適合于對于數(shù)字信號的發(fā)送和/或存儲，例如音頻信號(語音，音樂及其它)。對于數(shù)字形式的音頻信號的編碼已有許多現(xiàn)有技術(shù)。其中最常見的技術(shù)為-波形編碼方法，例如脈沖編碼調(diào)制(PCM)以及自適應差分脈沖碼調(diào)制(ADPCM)。-分析-綜合參數(shù)編碼，例如碼激勵線性預測(CELP)編碼，以及國子帶感覺編碼(sub-bandperceptualcoding)方法或者變換編碼。這些技術(shù)對于輸入信號進行連續(xù)處理，一個采樣接著一個采樣(PCM或ADPCM)或者以叫作"幀"的采樣塊進行(CELP以及變換編碼)。簡要地進行回顧，通過使用短窗(例如10ms到20ms)上評估的參數(shù)，一個聲音信號，例如語音信號，可以通過其最近的軌跡(例如在8kHz下的8到12采樣)進行預測。這些通過線性預測編碼(LPC)方法獲得的短時預測數(shù)據(jù)代表了聲道轉(zhuǎn)移函數(shù)(vocaltracttransferfunction)(例如發(fā)音協(xié)調(diào)度)。一種長時相關(guān)性也用于確定來自于聲帶振動的濁音(例如元音)周期。其中包括至少確定濁音信號的基頻(fundamentalfrequency)，其根據(jù)發(fā)音者的不同主要在60Hz(低音)到600Hz(高音)范圍內(nèi)浮動。然后，使用一種長時預測(LTP)分析來確定一個長時預測器的LTP參數(shù)，特別是基頻的倒數(shù)，通常稱為"音調(diào)周期"。接著，在一個音調(diào)周期內(nèi)的采樣數(shù)目由Fe/Fo比(或取其整數(shù)部分)確定，其中-Fe代表采樣速率，-F0代表基頻。通過回顧可知，長時預測LTP參數(shù)，包括音調(diào)周期，代表語音信號的基本振動情況(當濁化時)，而短時預測LPC參數(shù)代表該信號的頻譜包絡。在特定編碼器中，這些來源于一個語音編碼的LPC與LTP參數(shù)序列可以通過塊發(fā)送到一個相應的解碼器中，通過一個或多個通信網(wǎng)絡，從而使得原始的語音可以被重構(gòu)。在標準語音編碼中，編碼器產(chǎn)生一個固定碼率的碼流。這一碼率的限制使編碼器和解碼器的執(zhí)行和使用簡單化。這種系統(tǒng)的例子包括UIT-TG.71164kbit/s編碼標準，UIT-TG.7298kbit/s編碼標準，或者GSM-EFR12.2kbit/s編碼。在特定的應用中，例如移動電話或者VoIP基于IP(因特網(wǎng)協(xié)議)的語音，最好產(chǎn)生一個可變速率碼流。該碼率值取自于一個預先確定的集合。類似的編碼技術(shù)被稱為"多速率"，其與固定碼率編碼技術(shù)相比提供了更多的靈活性。一些可變速率編碼技術(shù)可以進行如下區(qū)分-來源和/或信道控制多才莫編碼，特別用于3GPPAMR-NB，3GPPAMR-WB,或者3GPP2VMR-WB編碼器，-分層的，或者叫作"可分級"編碼，可以產(chǎn)生一個所謂的"分層的"碼流，因為它包括了一個核心碼率以及一個或多個增強層(根據(jù)G.722的標準編碼，在48,56and64kbit/s作為主要碼率分級，而UIT-TG.729.1以及MPEG-4CELP編碼同時為碼率以及寬帶分級)，-多描述編碼，特別地描述在"AmultipledescriptionspeechcoderbasedonAMR誦WBformobileadhocnetworks",H.Dong，A.Gersho，J.D.Gibson,V.Cuperman,ICASSP，p.277-280，vol.1(May2004).分級編碼將在下文中進行詳細闡述，通過分發(fā)與一個將要在分級排列的子集合中進行編碼的音頻信號有關(guān)的信息，具有提供可變碼率的能力，從而使得解碼器可以根據(jù)與聲音表現(xiàn)質(zhì)量有關(guān)的重要性順序使用該信息。所考慮的確定該順序的標準是編碼音頻信號質(zhì)量最優(yōu)化(或者最低退化)的標準。分級編碼特別適合于在不同種類的網(wǎng)絡或者那些具備隨時間可變碼率的網(wǎng)絡中的傳輸，或者傳送到具有可變能力的終端的傳輸。"分層"(或稱"分級")音頻編碼這一概念可以描述如下。碼流包括一個基層(baselayer)以及一個或者多個增強層(enhancementlayers)?；鶎邮怯梢粋€定義為"核心編解碼器,，的(固定的)低碼率編解碼器產(chǎn)生，保證編碼的最低質(zhì)量。編解碼必須接收到該層，用于維持一個可接受的質(zhì)量水平。增強層用于增強質(zhì)量。但也會發(fā)生解碼器沒有接收到所有增強層的情況。分層編碼的主要優(yōu)點在于，可以簡單地通過"碼流截斷"(bitstreamtruncation)以允許碼率的適配。層級數(shù)(即可能的碼流截斷數(shù))決定了編碼的間隔度。"高間隔度"這一表述用于碼流包括很少層(達到2-4層的數(shù)量)的情況，"低間隔度"編碼允許例如達到l-2kbit/s的周期。以下將更詳細地闡述碼率以及分級帶寬編碼技術(shù)，具有在電話頻帶中的CELP-型核心編碼器，以及一個或者多個寬帶增強層。在UIT-TG.729.18-32kbit/s精細間隔度標準中給出了類似系統(tǒng)的一個例子。G.729.1編解碼算法將在下文進行概述。對于G.729.1編碼器的回顧G.729.1編碼器是對于UIT-TG.729編碼器的擴展。它是一個變化的G.729分層核心編碼器，產(chǎn)生一個頻率在窄帶(50-4000Hz)到寬帶(50-7000Hz)延伸的碼率為8-32kbit/s的信號用于語音服務。該編解碼器與現(xiàn)存的基于IP的語音設備相適應(對于大多數(shù)符合G.729標準的設備)。在此有必要指出G.729.1標準已最終于2006年5月獲得批準。圖1圖示了G.729.1編碼器。寬帶輸入信號^，以16kHz采樣，首先通過正交鏡像濾波(QMF)分離為兩個子帶。低頻(0-4000Hz)通過低通濾波器LP(塊100)和抽取(塊101)獲得，高頻(4000-8000Hz)通過高通濾波器HP(塊102)和抽取(塊103)獲得。LP與HP濾波器的長度均為64比特。低頻帶通過一個高通濾波器進行預處理，除去低于50Hz的成分(塊104),從而在以8和12kbit/s進行的窄帶CELP編碼(塊105)之前，獲取信號&。高通濾波器考慮了有用頻率被定義在覆蓋50-7000Hz的范圍的事實。窄帶CELP編碼是一個CELP分層編碼，其第一層是一個不包括預處理濾波器的變化的G.729編碼，第二層是一個附加的固定CELP字典。首先，對高頻帶進行預處理(塊106)，以補償由于高通濾波器(塊102)結(jié)合抽取(塊103)所產(chǎn)生的混疊(aliasing)。然后，高頻帶通過一個低通濾波器(塊107)進行濾波，消除在3000至4000Hz之間的成分(也就是原始信號中的7000至8000Hz的成分)，以獲取信號s朋。接著，執(zhí)行頻帶擴展(塊108)。根據(jù)圖1，G.729.1編碼器的一個顯著特征如下根據(jù)CELP編碼器(塊105)的輸出，計算低頻帶誤差信號力s(塊109),在塊110中執(zhí)行一個預測(predictive)變換編碼(例如G.729.1標準中的TDAC(時域混疊消除)類型)。參照圖1,尤其可以看出TDAC編碼同時用于低頻帶誤差信號以及高頻帶濾波信號。附加參數(shù)可以通過塊111被發(fā)送到相應的解碼器，該模塊111執(zhí)行一個稱為"幀擦除隱藏(FrameErasureConcealment)"簡稱"FEC"的過程，其目的是重構(gòu)任意的擦除幀。由編碼塊105,108，110以及111產(chǎn)生的不同的碼流最終在多重復用塊112中被多重復用并構(gòu)造在一個分層碼流中。該編碼通過以20ms也就是每幀320個采樣的分批釆樣(或者幀)實現(xiàn)。因而，G.729.1編解碼器具備一個三層編碼結(jié)構(gòu)，包括-CELP分層編碼，-寬帶參數(shù)的擴展，通過時域?qū)拵U展(TDBWE)類型模塊108進行，以及-TDAC預測變換編碼，在一個變化的離散余弦變換(MDCT)類型變換后應用。對于G.729.1解碼器的回顧圖2示出了根據(jù)G.729.1標準的相應解碼器。每幀20ms的碼流在塊200中進行解復用。8和12kbit/s的層級碼流被CELP解碼器所^使用(塊201),用于產(chǎn)生窄帶合成(synthesis)(0-4000Hz)。與14kbit/s的層有關(guān)的碼流部分在寬帶擴展模塊(塊202)中進行解碼。與高于14kbit/s的碼流速率相關(guān)的碼流在TDAC模塊(塊203)中進行解碼。塊204和207執(zhí)行一個前/后回聲(pre-andpost-echo)處理，以及增強(塊205)和低頻的后處理(塊206)。寬帶輸出信號^，，以16kHz進行釆樣，通過使用QMF合成濾波器(塊209,210,211，212和213)整合混疊消除(塊208)獲得。以下對變換編碼層進行詳細闡述。對于G.729.1編碼器中的TDAC變換編碼器的回顧圖3示出了G.729.1編碼器中的TDAC型變換編碼器。濾波器『^(z)(塊300)是一個感覺加權(quán)濾波器，具備增益補償，將其應用于低頻帶誤差信號(B。然后計算MDCT變換(塊301和302),以獲得-差信號(differencesignal)的MDCT頻譜"^，進行感覺加權(quán)，以及-原始高頻帶信號的MDCT頻譜^朋。這些MDCT變換(塊301和302)被應用于以8kHz每20ms采樣的信號(160個系數(shù))。因而產(chǎn)生于合并塊303的頻謙Y(k)包括2x160,也就是320個系數(shù)。它由以下7>式確定<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>該頻鐠被分為18個子帶，其中子帶j被分配了表示為nb_coef(j)的多個系數(shù)。對于子帶的劃分參見下表1。因此，子帶j包4舌了具有A—6o"""C/')^A:<A—6oM"fiC/+1)的系凄欠Y(k)。<table>tableseeoriginaldocumentpage10</column></row><table>表l:TDAC編碼中的子帶邊界和大小頻譜包絡{1?！?歴(力}風.，17在塊304中按照下述公式進行計算<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>頻譜包絡以一個可變碼率在塊305中進行編碼。該塊305產(chǎn)生量化整數(shù)值表示為mwJ^fecOV〈其中_/=U7),其由簡單的分級量化獲取d(2.1og_r臘(/)J其中符號"roim,，表示四舍五入到最接近的整數(shù)，其限制條件為一11《raw_!Wex(j')《+20該量化值rwwjmfec(X)被發(fā)送到碼流分配塊306。頻譜包絡編碼本身也由塊305執(zhí)行，分別用于低頻段Ot^」'"^x(^,其中y=o,...,9)以及高頻l爻(n^j力&xO;;，其中..,〃)。在每一頻帶中，可以根據(jù)一個給定的標準選擇兩種類型的編碼，以及，更精確地，根據(jù)n^jm/exW值-可以通過稱為"微分霍夫曼編碼，，編碼方式(differentialHuffmancoding)進行編碼，-或者通過自然二進制編碼方式進行編碼。一個比特(0或1)被發(fā)送到解碼器，以指示所選擇的編碼模式。分配到每一個子帶用于其自身量化的碼元數(shù)在塊306中確定，基于來自于塊305的量化頻譜包絡。當關(guān)系到限制分配到每個子帶的碼元數(shù)以及不能超過的最大碼元數(shù)時，執(zhí)行碼元分配以最小化均方根偏差。然后子帶的頻譜內(nèi)容通過球形向量量化(sphericalvectorquantization)編碼(塊307)。由塊305和307產(chǎn)生的不同碼流接著在多路復用塊308中被多路復用并構(gòu)建到一個分層碼流。對于在G.729.1解碼器中的變換解碼器的回顧在G.729.1解碼器中的TDAC類型解碼流程如圖4所示。與編碼器(圖3)的方式相類似，解碼頻譜包絡(塊401)使得重獲碼元分配成為可能(塊402)。包絡解碼(塊401)重構(gòu)頻譜包絡07^Jw&x(^，對于_/=0"..,/7)的量化值，基于塊305產(chǎn)生的(多路復用)碼流，并由此推斷解碼包絡每個子帶的頻譜內(nèi)容通過球形向量量化的倒數(shù)(塊403)獲取。由于"碼元預算"的不足，沒有發(fā)送的子帶根據(jù)帶寬擴展的輸出信號的MDCT變換(圖2中的塊202)進行推斷(塊404)。在對有關(guān)頻譜包絡以及后處理(塊406)的頻譜進行層級(level)調(diào)整之后(塊405),MDCT頻譜被一分為二(塊407):-對應于已解碼的差信號的低頻子帶的頻譜力^的前160個系數(shù)(160firstcoefficients),進行感覺濾波，-對應于原始的高頻解碼信號的頻譜》朋的緊接著的160個系數(shù)。通過MDCT逆變換，表示為IMDCT(塊408和410),上述兩個頻譜被轉(zhuǎn)換為時間信號，并且，逆感覺加權(quán)(表示為『^(z)"濾波器)被應用于從逆變換中獲得的信號^s(塊409)。對于子帶的碼元分配(圖3中的塊306或者圖4中的塊402)將在下面進行詳述。根據(jù)rwwj"&x^,_/=0，...，/7的值，塊306和402執(zhí)行相同的操作。因此下面僅介紹塊306的功能即可。二進制分配的目的是在每一個子帶間分配一個特定(可變的)的碼元預算，表示為"6to—其中—F2=35l-"6to—rms,其中ms是頻譜包絡編碼所使用的碼元數(shù)。分配的結(jié)果是，表示為w6"0(其中乂=化.,.,77)的分配到每一個子帶的整個碼元數(shù)，具有一個整體限制17Z"6"(J')"6"S一「2在G.729.1標準中，"6鄉(xiāng)/7)數(shù)值更多地由以下事實限制,即"/^(>>必須從一個如下表2具體所示的嚴格的取值范圍中選擇。子帶j的大小對于nbit(j)所允許的值的集合(碼元數(shù)表示)8R8={0,7,10,12,13,14,15,16}16R16={0,9,14,16，17,18，19,20，21,22,23，24,25,26,27,28,29，30，31，32}表2:在TDAC子帶中分配的可能的碼元數(shù)值G.729.1標準中的分配依賴于與子帶能量相關(guān)的每個子帶的"感覺重要性，，(perceptualimportance),表示為0'=0..77」，4安照如下^>式定義'M力=5l。g2(腦—《(力2x—o炎"其中offset=-2。由于值謂-■=2%卿,這一公式可以簡化為如下形式l—j"血y(/),當=0，…，16會(TO"'—fmfec(乂)一1)當_/=17基于每個子帶的感覺重要性，分配"6"W按照如下公式計算"6"(力=arg^"mig|"6—coe/(力x』(力—義)—奵其中V,是一個使用二分法(dichotomy)進行了優(yōu)化的參數(shù)。在TDAC變換編碼的碼元分配(塊306)中的感覺加權(quán)的影響(塊300的濾波)將進一步詳述。如上所述，在G.729.1標準中，TDAC編碼使用了低頻段中的感覺加權(quán)濾波器『i"z)(塊300)。在本質(zhì)上，感覺加權(quán)濾波器使得抑制編碼噪音(shapethecodingnoise)成為可能。該濾波的原理是利用以下事實，即當原始信號具有很高的能量時可能在頻率范圍內(nèi)加入更多的噪音。在窄帶CELP編碼中最常用的感覺加權(quán)濾波器，其形式為A(zAyl)/人(zAy2),其中0<72<71<1，并且人(z)表示一個線性預測頻譜(LPC)。因而CELP編碼分析-綜合(analyse-by-synthesis)的作用是，在通過該類的濾波器感覺加權(quán)的信號域中，最小化均方根偏然而，為了保證頻譜延續(xù)性，當頻譜"^和S朋相鄰時(圖3中的塊303),濾波器『w(z)根據(jù)下述公式定義餘/^2)_尸f=0其中7i=0.96,72=0.6,并且因子/ac允許一個在高低頻段交界處(4kHz)提供的1-4kHz的濾波器增益。有必要指出，根據(jù)G.729.1標準的TDAC編碼，該編碼僅僅依賴一種能量標準?，F(xiàn)有技術(shù)的缺陷在G.729.1標準中，TDAC編碼器共同處理-原始低頻段和CELP合成之間的信號差，通過一個類型為A(z/^i)/人(z/72)的濾波器進行感覺濾波，增益補償(保證頻譜連續(xù)性)，以及-包括原始高頻段信號的高頻帶。低頻段信號對應于50Hz-4kHz的頻率，高頻#史信號對應于4-7kHz的頻率。根據(jù)均方才艮偏離標準，這兩種信號的聯(lián)合編碼在MDCT域中執(zhí)行。因而高頻段是根據(jù)能量標準進行編碼，這是次優(yōu)(sub-optimal)的(從"感覺，，(perceptual)的意義上而言)。更普遍地，在許多頻帶上的編碼可以考慮，一個感覺加權(quán)濾波器，應用于時域中的至少一個頻帶的信號，以及通過變換編碼而被共同編碼的子帶集合。如果希望在頻域中應用感覺加權(quán)，則出現(xiàn)的問題是子帶頻譜之間的連續(xù)性和均勻性。本發(fā)明的目的在于改進上述情況。為了實現(xiàn)這個目的，提出了一種在多個子帶進行信號編碼的方法，其中相鄰的至少一個第一和一個第二子帶被變換編碼。根據(jù)本發(fā)明，為了在變換域中應用感覺加權(quán)，至少對于第二子帶，本發(fā)明的方法包括陽確定至少一個頻率屏蔽門限，以應用于第二子帶，-標準化所述屏蔽門限，以保證在所述第一和第二子帶之間的頻i普連續(xù)性。本發(fā)明因此提出了利用屏蔽門限，僅在頻帶的一部分上(至少在上述"第二子帶"上)，計算頻率感覺加權(quán)，以及保證與至少一個其它頻帶(至少上述的"第一子帶")之間的頻鐠連續(xù)性，使覆蓋這兩個頻帶的頻譜的屏蔽門限標準化。在本發(fā)明的第一實施例中，其中根據(jù)頻語包絡，確定分配到每一個子帶的多個碼元，對于第二子帶的碼元分配還至少根據(jù)一個標準化的屏蔽曲線計算的函數(shù)確定，至少應用于第二子帶。因而在該第一實施例中，作為僅僅根據(jù)能量標準提供碼元分配的替代，本發(fā)明的應用使得根據(jù)感覺標準分配大多數(shù)碼元到子帶成為可能。然后，在第一實施例的方法中，通過屏蔽聲音頻帶(audioband)的一部分應用頻率感覺加權(quán)，使得通過優(yōu)化特別是根據(jù)感覺標準在子帶之間分發(fā)碼元，從而改進了音頻質(zhì)量。在本發(fā)明的第二實施例中，在第二子帶中的變換信號通過一個因子進行加權(quán)，該因子成比例于針對第二子帶的標準化的屏蔽門限的均方根。在該第二實施例中，標準化的屏蔽門限并未像在上述第一實施例中用于子帶的碼元分配，但是它可以有利地被用于對至少第二子帶的信號的直接加權(quán)，在變換域中。本發(fā)明可以進一步地但不限于應用到符合G.729.1標準的整個編碼器中的TDAC類型變換編碼中，第一子帶包括在低頻段中，而第二子帶包括在高頻段中，其可以通過帶寬擴展延伸到7000Hz或者更高(典型的是14kHz)。本發(fā)明的應用可以進一步包括為高頻段提供一個感覺加權(quán)，同時保證與低頻段的頻譜連續(xù)性。通過回顧可知，在具備一個分層結(jié)構(gòu)的整體編碼器類型中，變換編碼在一個整體分層編碼器的上層(upperlayer)中進行。有利地-第一子帶包括一個來自于分層編碼器的核心編碼的信號，-第二子帶包括一個原始信號。如G.729.1編碼器中，來自核心編碼的信號可以#:感覺加片又，并且，本發(fā)明的實施從整個頻譜可以最終被感覺加權(quán)的角度是有利地的。如G.729.1編碼器，來自核心編碼的信號可以表示原始信號和該原始信號的合成之間的差(稱為"差信號，，或者"誤差信號")。事實上將看到，根據(jù)下文描述的圖12,有利地，為了實施本發(fā)明，獲取原始信號并不是完全有必要的。本發(fā)明還涉及一種解碼方法，與上述編碼方法相類似，其中相鄰的至少一個第一和一個第二子帶被變換解碼。為了在變換域中應用一個感覺加權(quán)，至少對于第二子帶，該解碼方法包括-根據(jù)解碼頻譜包絡，確定至少一個頻率屏蔽門限應用于第二子帶，-標準化所述屏蔽門限，以保證在所述第一和第二子帶間的頻語連續(xù)性。解碼方法的第一實施例與上述編碼方法的第一實施例相似，涉及解碼時的碼元分配，并且根據(jù)頻譜包絡的解碼，確定將要分配到每個子帶的碼元數(shù)。根據(jù)本發(fā)明的其中一個實施例，至少對于第二子帶的碼元分配還作為一個標準化屏蔽曲線計算的函數(shù):帔確定，至少應用于第二子帶。根據(jù)本發(fā)明的解碼方法的第二實施例，包括通過標準化屏蔽門限的均方根，在第二子帶中對變換信號進行加權(quán)。該實施例將參考圖10B作進一步詳述。此外，本發(fā)明更多的優(yōu)點和特點通過下面實施例及其附圖的詳述將變得更加清楚，除了上述圖l-4外-圖5表示本發(fā)明的方法中一個有利的用于屏蔽的擴展函數(shù)，-圖6表示，與圖3相對照，根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的使用屏蔽曲線計算4莫塊606用于分配碼元的TDAC編碼的結(jié)構(gòu)，-圖7表示，與圖4相對照，根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的使用屏蔽曲線計算模塊702的一個與圖6相似的TDAC解碼結(jié)構(gòu)，-圖8表示一個屏蔽曲線的標準化，在第一實施例中，采樣頻率為16kHz,并且，本發(fā)明的屏蔽采用了4-7kHz的高頻帶，-圖9A表示一個變化的TDAC編碼結(jié)構(gòu)，其具有在本發(fā)明的第二實施例中對于4-7kHz的高頻信號的直接加權(quán)，以及標準化屏蔽門限編碼，-圖9B表示作為圖9A所示的第二實施例的變化實施例的TDAC編碼結(jié)構(gòu)，此處包括了頻譜包絡的編碼，-圖10A表示才艮據(jù)本發(fā)明的第二實施例的一個與圖9A相似的TDAC解碼結(jié)構(gòu)，-圖10B表示根據(jù)本發(fā)明的第二實施例的一個與圖9B相似的TDAC解碼結(jié)構(gòu)，此處包括了解碼時對于屏蔽門限的計算，-圖11表示在本發(fā)明的第二實施例中在超寬帶中的屏蔽曲線的標準化，其中采樣頻率為32kHz,本發(fā)明的屏蔽應用于從4-14kHz的超寬帶，以及-圖12表示在CELP編碼輸出處的差信號A^(以實線表示)以及原始信號&5(以虛線表示)頻譜能量。下面將描述本發(fā)明的一個應用，有利地但不局限于，它應用于前文參考圖l-4所述的符合G.729.1標準的編/解碼器，并根據(jù)本發(fā)明加入了屏蔽信息。然而，首先，為了更好地理解本發(fā)明的基本原理，下面將闡述感覺濾波以及頻率屏蔽的增益補償?shù)母拍?。通過使用叫做"同時屏蔽"(simultaneousmasking)或者"頻率屏蔽"(frequencymasking)的屏蔽作用，本發(fā)明對于轉(zhuǎn)換編碼器中執(zhí)行的感覺加權(quán)帶來了改進。這一性質(zhì)對應于出現(xiàn)稱為"掩蔽聲"的聲音的聽覺閾的改變。這一效果主要是在例如試圖在環(huán)境噪聲中保持通話，比如在戶外的街道上，以及車輛噪聲"屏蔽"了說話者的聲音時，可以觀察到。在音頻編解碼器中使用屏蔽的一個例子可以在Mahieux等人的文獻中找到"/^'g/z-《M""(yawd/o^""ws/or附codz'wgaf<5￥&6j!w"，Y.Mahieux，J.P.Petit,IEEETransactionsonCommunications,Volume42，no.ll，Pages:3010-3019(November1994).在該文獻中，計算了頻鐠的每一行的近似屏蔽門限。該門限是指大于一個上限就被認為是可聽到的。屏蔽門限基于信號頻譜和擴展函數(shù)S(v)之間的巻積進行計算，該擴展函數(shù)通過另一個聲音(正弦或濾波白噪聲)模擬聲音(正弦或濾波白噪聲)的屏蔽效果進行建模。圖5示出了一個類似擴展函數(shù)的例子。該函數(shù)定義在頻率域中，其單位是Bark。該頻率刻度代表耳朵的頻率敏感度。以Hertz表示的頻率/的變換的一個通常近似值，標記為"(以Barks為單位)的"頻率"，是由以下關(guān)系式給出的u=13arctan(0.00076'/)+3.5'arctan"71^7500,在這份文獻中，對于屏蔽門限的計算是以每個子帶而非每行線執(zhí)行的。因此獲得的門限用于對每一個子帶進行感覺加權(quán)。再執(zhí)行碼元分配，不是通過對均方根偏差的最小化，而是通過最小化"編碼噪聲對屏蔽"的比("codingnoisetomask"ratio),其目標是抑制編碼噪聲，從而使其不可聽見(在屏蔽門限值以下)。當然，還提出了其它的屏蔽模型。主要地，擴展函數(shù)可以是一個幅度線和/或屏蔽線的頻率的函數(shù)。還可以執(zhí)行檢測"峰值"。有必要指出，為了降低根據(jù)G.729.1標準編碼的次優(yōu)特性(sub-optimalnature),可以考慮在碼元分配中整合頻率屏蔽技術(shù)，的兩種信號，低頻帶以及高頻帶，阻礙了該文中的全頻段屏蔽技術(shù)的應用。一方面，全頻段屏蔽門限不適合在MDCT域中進行計算，因為低頻段信號與"原始"信號不同類。另一方面，對全頻段信號應用屏蔽門限可能導致對低頻段信號的再次加權(quán)，該低頻段信號已經(jīng)通過A(z/力/A(z2)類型濾波器進行了加權(quán)，額外的門限加權(quán)對于低頻段信號是多余的。這里給出本發(fā)明的一個應用，使得改進根據(jù)G.729.1標準編碼器的TDAC編碼成為可能，特別是通過對于高頻段信號(4到7kHz)應用感覺加權(quán)，同時保證高低頻段之間的頻鐠連續(xù)性，以得到這兩種頻段滿意的聯(lián)合編碼。在一個符合G.729.1標準的編碼器和/或解碼器中，通過本發(fā)明的實施得到了增強，下面描述的只有TDAC編碼器和解碼器做了修改。輸入信號以16kHz進行采樣，其有用頻率為50Hz到7kHz。事實上編碼器仍然在最大碼率為32kbit/s下運行，而解碼器能夠接收到核心層(8kbit/s)以及一個或者多個增強層(12-32kbit/s,步長為2kbit/s),正如標準G.729.1中的。編碼和解碼具有相同的結(jié)構(gòu)，如圖l和2所示。這里，僅僅塊IIO和203做了修改，如圖6和7所描述的。在下面的參考圖6的第一實施例中，變化的TDAC編碼器與圖3中的相同，除了根據(jù)求均方根偏差(塊306)進行碼元分配被屏蔽曲線計算以及一個變化的碼元分配所取代(塊606和607)，本發(fā)明被包括在屏蔽曲線計算的框架中(塊606)以及碼元分配的使用(塊607)。類似地，圖7中示出了該第一實施例中的TDAC解碼器。該解碼器與圖4中的相同，除了根據(jù)均方根偏差(塊402)進行碼元分配被屏蔽曲線計算以及一個變化的碼元分配所取代(塊702和703)。在一個變化的TDAC編碼器的對稱方式中，本發(fā)明涉及塊702和703。塊606和702根據(jù)值ms」7^ex(/),戶0,…，17執(zhí)行相同的操作。相似地，塊607和703根據(jù)值log—附wA:(/)以及mwj"&jc(/)，_/=0，."，17執(zhí)行相同的操作。因此下面僅僅介紹塊606和607的操作。塊606基于量化頻譜包絡fms—《0計算屏蔽曲線，其中7=0，...，〃是子帶數(shù)。子帶j的屏蔽門限M(/)是由能量包絡^(力=—(力2x"6—coe/(力的巻積所定義的，通過擴展函數(shù)B(v)。在這里給出的G.729.1編碼器中的TDAC編碼的實施例中，該屏蔽僅僅在信號的高頻段上執(zhí)行的，具有A:=10其中w是以Bark為單位的子帶A的中心頻率，標記"x"表示"被多路復用"，具有下面所述的擴展函數(shù)。更通常地，子帶j的屏蔽門限M(/),可以用以下兩者之間的巻積定義-頻i普包絡的表達，-包括子帶7的中央頻率的擴展函數(shù)。圖5示出了一個優(yōu)選的擴展函數(shù)。這是一個三角函數(shù)，第一傾斜角是+27dB/Bark，第二傾斜角是-10dB/Bark。擴展函數(shù)的這一表述允許以下屏蔽曲線的迭代計算似—(10)_/=10M(力=<M+C;)+M—(力+疔2(力y=1""16M+(17)_/'=17其中M+(/l=d2(y-l).A2C/)+M+C/—l).A2(y.)y=ll,..，17M—(力-c^G+l).Ai(力+M-C;+l).At(力y=10,..，16并且-IO△2(/)=10—2710("廠力-1)Ai(/)和A2(/)的值可以被預先計算并存儲。下面將介紹本發(fā)明的第一實施例應用到一個分級編碼器例如G.729.1編碼器中的碼元分配。該碼元分配標準在此基于下式給出的信號-屏蔽比率(signal-to-maskratio):會一M(力由于低頻段已進行了感覺濾波，屏蔽門限的應用被限制于高頻段。為了保證低頻段頻譜和被屏蔽門限加權(quán)了的高頻段頻譜之間的頻譜連續(xù)性，并且防止偏離碼元分配，屏蔽門限通過其在低頻段的最后一個子帶上的取值進行標準化。因而感覺重要性才艮據(jù)以下/^式重新定義^log2(62(j))+q^e.log:,，、M(j)/or_/=0..9其中0#5"=-2,wonw/ac是一個標準化因子，根據(jù)下式計算:worm力c=log2177=9需要指出的是，感覺重要性_/=()，...，9，與在G.729.1標準中定義的相同。另一方面，術(shù)語io,...,n，的定義已經(jīng)改變。上面定義的感覺重要性現(xiàn)在表示為*(力=會raw—j)/or_/'=0v..，91」Wex(j)-log—wawA;(j)]_/=10，.."17其中l(wèi)og—顧5^(/')log2(M(/))-wonw/ac.可以理解的是，用于計算感覺重要性的括號的第二行是本發(fā)明實施的一個表達式，該實施根據(jù)在分層編碼器的上層(upperlayer)的變換編碼中的碼元分配的第一應用。圖8示出了標準化屏蔽門限的一個示例，顯示了應用了屏蔽(4-7的高頻段與低頻段(0-4kHz)的連接。接著，塊607和703執(zhí)行碼元分配計算=argreimm|"6_coe/(力x』(力-義)一r|其中V通過二分法獲得，如G.729.1標準。與現(xiàn)有技術(shù)的塊307和402相比，差別僅僅在于在高頻段的子帶上的感覺重要性z》(/)的定義。在本實施例的一個變化實施例中，屏蔽門限的標準化的執(zhí)行與其在低頻段的最后一個子帶上的值相關(guān)，屏蔽門限的標準化還可以根據(jù)高頻段的第一個子帶上的屏蔽門限的值執(zhí)行，如下WO/7K_/bc=log217Z<5"2C/)x5(v10-v))在另一個變化實施例中，可以在整個頻段上計算屏蔽門限，其中接著，屏蔽門限根據(jù)低頻段的最后一個子帶上的值進行標準化之后，屏蔽門限<又#:應用于高頻革爻worw^zc=log2^2(力x5(k.)或者屏蔽門限根據(jù)高頻段的第一個子帶上的值進行標準化之后wonn_/hc:log:17Z汙2(/)X5(v！0-v》_/=0當然，這些給出了標準化因子worm/"c或者屏蔽門限M(/)的關(guān)系式可以推及至任意數(shù)目的子帶(總計不同于18),包括高頻段(不同于8的數(shù))以及低頻段(具有不同于IO的數(shù))。更一般地，下面也將揭示出在高頻段與低頻段之間尋求能量連續(xù)性，為此而對低頻段差信號《W吏用感覺加權(quán)，而不是原始信號本身。實際上，正如圖12所示，在低頻段末端(典型地，在2700Hz之后)的差信號(實曲線)上的CELP編碼，給出了一個非常接近原始信號本身(虛曲線)的能量水平。正如G.729.1編碼，在低頻段中只有感覺加權(quán)差信號是可獲得的，這一觀察被用于確定高頻段屏蔽標準化因子。在第二實施例中，標準化屏蔽門限不用于對感覺重要性的定義中的能量進行加權(quán)，如前文所述的第一實施例那樣，而是用于在TDAC編碼之前對高頻段信號進行直接加權(quán)。圖9A(用于編碼)和圖10A(用于解碼)示出了該第二實施例。圖9B(用于編碼)和圖10B(用于解碼)示出了該第二實施例的一個變化實施例，本發(fā)明特別涉及該實施例中實施的解碼。在圖9A和9B中，來自于塊903的頻譜y(&)被分為18個子帶，并按照如前所述計算頻^潛包絡(塊904)。另一方面，根據(jù)非量化頻鐠包絡計算(圖9A中的塊905以及圖9B中的塊906b)屏蔽門限。在圖9A所示的實施例中，表示通過屏蔽門限M(/)進行加權(quán)的信息被直接編碼，而不是對頻譜包絡進行編碼。實際上，在該實施例中，比例因子sy(/)的編碼僅從乂=10到_/=17。實際上，比例因子這樣確定-在低頻段，sX/)=1，當=0,..，9隱在高頻段，對標準化屏蔽門限M(/)求均方根，即<(力=7^，其中_/=io,...，n。因此，對_/=0，...，9的比例因子進行編碼是不必要的，比例因子僅僅在y'=10，...，17進行編碼。仍然參考圖9A,對應于比例因子s/(/)其中7'=10,...,17的信息，可以通過與在G.729.1編碼器(圖3中的塊305)所使用的相同類型的包絡編碼技術(shù)進行編碼(塊906)，例如，通過一個分級量化之后的對于高頻部分的差分霍夫曼編碼(differentialHuffmancoding)。頻譜y(A)然后通過解碼比例因子s/—《(/),y'=0，.，.,17在增益-波形("g^7z-Wape")類型編碼之前進行劃分(塊907)。該編碼是通過佳_用均方根偏差的代數(shù)運算實現(xiàn)的，正如在Ragot等人的文章中所描述的印p/zc""owZovwWAawdTOf，ec/zco&wg"版W，S.Ragot，B.Bessette,andR.Lefebvre,ProceedingsICASSP-Montreal(Canada),Pages:501-504，vol.l(2004).該增益-波形類型量化方法特別用于3GPPAMR-WB+標準。其相應的解碼器在圖10A中示出。比例因子s/—《(/)，=o,...,n是在塊101中解碼。塊1002按照上述Ragot等人的文章所述加以實現(xiàn)。對于丟失子帶的推斷遵循與G.729.1解碼器(圖4中的塊404)相同的原則。因此，如果一個解碼子帶僅僅包括0，則通過頻帶擴展而解碼的頻譜將取代該子帶。塊1004也扭J亍與圖4的塊405相似的功能。然而，4吏用比例因子s/—g(/)J-0，''，17,而不是用解碼頻譜包絡，msj(/)，y、0,''，17。第二實施例可以證明是特別有利地，尤其是在按照3GPP-AMR-WB+標準實施時，該標準也是上述Ragot等人的文章中所述的優(yōu)選實施環(huán)境。在如圖9B與10B所示(在圖9A和9B,以及10A和10B中相同的標號表示相同的元部件)的第二實施例的一個變化實施例中，被編碼的信息還是能量包絡(而不是像圖9A和圖IOA中的屏蔽門限本身)。在編碼時，屏蔽門限基于已編碼的頻譜包絡(塊905b)進行計算與標準化(圖9B中的塊906b)。在解碼時，屏蔽門限基于已解碼的頻i普包絡(塊1001b)進行計算與標準化(圖10B中的塊1011b),對包絡的解碼使得基于量化值r脂—q(/)的級別調(diào)整成為可能(圖10B中的塊1010b)。因此，在解碼子帶為O的情況下，在該變化實施例中，執(zhí)行推斷并維持一個正確的被解碼信號級別是有利的。概括地，在第一實施例中，如第二實施例，可以理解的是，對于每一個子帶，至少對于高頻段的子帶計算屏蔽門限，該屏蔽門限被標準化以保證所討論的子帶間的頻諳連續(xù)性。同樣指出，本發(fā)明的方法中的頻率屏蔽的計算或者也可不根據(jù)所要被編碼的信號(特別是當其是音調(diào)時)而加以實現(xiàn)。實際上已經(jīng)指出，當所要編碼的信號不是音調(diào)時，在上述第一和第二實施例中屏蔽門限的計算都是有特別有利的。如果信號是音調(diào)的，擴展函數(shù)5(v)的應用會導致屏蔽門限非常接近一個具有輕度寬頻擴展的音調(diào)。最小化編碼噪聲-屏蔽比的分配標準給出了一個非常普通的碼元分配。這也同樣適用于根據(jù)第二實施例的對高頻段信號直接加權(quán)的情形。因此，優(yōu)選地，對于音調(diào)信號根據(jù)能量標準使用碼元分配。這樣，優(yōu)選地，只有在所要解碼的信號不是音調(diào)時應用本發(fā)明。在一般情況下，信號的獲取(來自塊305)依據(jù)要被編碼的信號是音調(diào)與否，并且，對于高頻段的感覺加權(quán)，和屏蔽門限的確定和標準化，也僅當信號不是音調(diào)時才執(zhí)行。這一觀察的實現(xiàn)將在符合G.729.1的標準的編碼器中描述。與頻譜包絡(特別是圖3中的塊305)的編碼模式有關(guān)的碼元表示"差分霍夫曼"(differentialHuffman)模式或者"直接自然二進制"(directnaturalbinary)模式。這一才莫式碼元可以祐j人為是作為音調(diào)的4全測，通常，一個音調(diào)信號導致通過"直接自然二進制"模式的包絡編碼，而大多數(shù)非音調(diào)信號，具有更受限的頻譜動態(tài)，導致通過"微分霍夫曼"模式的包絡編碼。因此，可以從"信號音調(diào)檢測"獲得益處以便是否執(zhí)行本發(fā)明。更具體地，本發(fā)明應用于通過"微分霍夫曼"模式對頻譜包絡進行編碼的情形，然后根據(jù)本發(fā)明對感覺重要性進行定義，如下會mw—z'wtfec(力當_/=0..9會[ww—z'wctec(力—log—*_/=10..17另一方面，如果包絡以"直接自然二進制，，模式進行編碼，則感覺重要性仍然按照G.729.1標準中所定義的會nns一當_/=0,."16丄(mw」'"cfeic(/)-1)當_/=17第二實施例指出，圖9A中的模塊904可以通過計算頻鐠包絡確定信號是否是音調(diào)的，當是時，塊905被旁路。類似地，對于圖9B所示的實施例，模塊904可以通過計算頻語包絡確定信號是否是音調(diào)的，當是時，塊907被旁路。本發(fā)明還可能應用于G.729.1編碼器的擴展，特別是在超寬頻段的情形時，下面將對此進行描述。圖11概括了在超寬頻編碼時的屏蔽曲線(如圖8)的標準化。在本實施例中，信號以32kHz(而不是16kHz)對50Hz-14kHz的有用頻段進行采樣。然后，至少針對7-14kHz范圍內(nèi)的子帶定義屏蔽曲線log2[M(/)]。實際上，；葭蓋50Hz-14kHz頻段的頻鐠通過子帶進行編碼，并且分配到每一個子帶的碼元是基于頻譜包絡實現(xiàn)的，如同G.729.1編碼器。在此情況下，可以按照前文所述計算一個局部屏蔽門限。如圖11所示的屏蔽門限的標準化，因此也可以推廣至當高頻段包括更多子帶或者比G.729.1標準覆蓋更寬的頻率范圍的情形。參考圖11，在50Hz和4kHz之間的低頻段上，第一變換T1被用于時間加權(quán)差信號。第二轉(zhuǎn)換T2被用于覆蓋4-7kHz之間的第一高頻段的信號上，以及第三轉(zhuǎn)換T3被用于覆蓋7-14kHz之間的第二高頻段的信號上。因此，可以理解的是，本發(fā)明不僅限于16kHz采樣下的信號。對于以更高頻率采樣的信號實施本發(fā)明同樣是特別有利地，例如對于根據(jù)G.729.1標準的但不再以16kHz而是以32kHz進行采樣的信號的解碼器的擴展，如前文所述。如果TDAC編碼被推廣到這樣一個頻段(50Hz-14kHz,而不是現(xiàn)有的50Hz-7kHz),本發(fā)明也具備突出的優(yōu)點。事實上，在4-14kHz的頻率范圍內(nèi)，均方根偏差標準的限制真地變得過高，為了碼元分配保持準最佳狀況，使用本發(fā)明的方法使用頻率屏蔽的感覺加權(quán)被證明具有突出的優(yōu)點。因此，本發(fā)明還涉及對TDAC編碼的改進，特別是對擴展高頻段(4-14kHz)通過使用感覺加權(quán)，同時保證頻段間的頻譜延續(xù)性；這一標準對于第一低頻段與擴展到14kHz的第二高頻段的聯(lián)合編碼非常重要。前文已經(jīng)描述了一個實施例，其中低頻段總是被感覺加權(quán)。該實施例對于本發(fā)明的實施來說不是必要的。作為一個變化實施例，在第一頻段通過核心編碼器實現(xiàn)分級編碼器，并且直接變換與該核心編碼器相關(guān)聯(lián)的誤差信號，在該第一頻段中不進行感覺加權(quán)，以便與第二頻段中的變換信號共同地進行編碼。例如，原始信號可以以16kHz頁進行采樣，并通過合適的QMF型濾波器組分成兩個頻段(從0到4000Hz以及從4000到8000Hz)。在該實施例中，編碼器可以典型地是符合G.711標準的編碼器(具有PCM壓縮)。然后，執(zhí)行變換編碼于-在第一頻段(0-4000Hz)上，原始信號與G.711合成之間的差信號，以及-在第二頻段(4000-8000Hz)上，根據(jù)本發(fā)明在頻域中進行感覺加權(quán)的原始信號。因此，在本實施例中，低頻段的感覺加權(quán)對于本發(fā)明的應用來說不是必要的。在另一個變化實施例中，原始信號以32kHz進行采樣并通過一個適合的QMF型濾波器組分為兩個頻段(乂人0到8000Hz以及乂人8000到16000Hz)。在這里，編碼器可以是符合G.722(在兩個子帶中ADPCM壓縮)標準的編碼器，并且執(zhí)行變換編碼于-在第一頻段(0-8000Hz)上，原始信號與G.722合成之間的差信號，以及-根據(jù)本發(fā)明在限制于第二頻段(8000-16000Hz)上的頻域中進行感覺加權(quán)的原始信號。最后，需要指出的是，本發(fā)明還涉及第一軟件程序，存儲在電信通信終端的編碼器中和/或存儲在與所述編碼器的讀取器協(xié)作的存儲媒介中。該第一程序還包括執(zhí)行上述編碼方法的指令，當這些指令通過編碼器的處理器執(zhí)行時。本發(fā)明還涉及包括至少一個存儲了該第一軟件程序的存儲器的編碼器?？梢岳斫獾氖牵鶕?jù)本發(fā)明的不同實施例及其變化實施例，圖6,9A和9B可以構(gòu)成該第一軟件程序的流程圖，或者圖示出這樣的編碼器的結(jié)構(gòu)。本發(fā)明還涉及第二軟件程序，存儲在電信通信終端的解碼器中和/或存儲在與所述解碼器的讀取器協(xié)作的存儲媒介中。該第二程序還包括執(zhí)行上述解碼方法的指令，當這些指令通過這樣的解碼器的處理器執(zhí)行時。本發(fā)明還涉及包括至少一個存儲了該第二軟件程序的存儲器的解碼器?？梢岳斫獾氖?，根據(jù)本發(fā)明的不同實施例及其變化實施例，圖7,IOA和IOB可以構(gòu)成該第二軟件程序的流程圖，或者圖示出這樣的解碼器的結(jié)構(gòu)。權(quán)利要求1、一種在多個子帶上進行信號編碼的方法，其中相鄰的至少一個第一和一個第二子帶被變換編碼(601，602；901，902)，其特征在于，以便在變換域中，至少對于第二子帶應用感覺加權(quán)，所述方法包括-確定至少一個頻率屏蔽門限(606；905；906b)，以應用于所述的第二子帶，以及-標準化所述屏蔽門限，以保證在所述第一和第二子帶間的頻譜連續(xù)性。2、根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，根據(jù)頻譜包絡確定被分配到每一個子帶的碼元，其特征在于，對于所述第二子帶的碼元分配(607)還至少作為標準化屏蔽曲線的計算的函數(shù)而被確定，并至少應用于所述第二子帶(606)。3、根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中在多于兩個的子帶上執(zhí)行編碼，所述第一子帶被包括在第一頻譜段中，所述第二子帶被包括在第二頻譜段中，其特征在于，根據(jù)基于下述關(guān)系式計算的感覺重要性對于每個子帶的索引,每個子帶的碼元數(shù)是給定的畫2—,當_/是所述第一頻段中的子帶索引時，-2_,當是所述第二頻段中的子帶索引時,且log-■《W)=l。g2(W力)_"o,附/"c,其中.-對于子帶,rwwj"&x(/)是來自包絡編碼的量化值，-M(/)是索引為的所述子帶的屏蔽門限，-wowi/ac是標準化因子，用于保證所述第一和第二子帶間的頻語連續(xù)性。4、根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所迷第二子帶中的變換信號通過一個成比例于所述第二子帶的標準化屏蔽門限的均方根的因子進行加權(quán)(905)。5、根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其中在多于兩個的子帶上執(zhí)行編碼，所述第一子帶被包括在第一頻譜段中，所述第二子帶被包括在第二頻譜段中，其特征在于，加權(quán)值V^被編碼(906),其中Af(/)是對于索引為7的子帶的標準化屏蔽門限，被包括在所述第二頻譜段中。6、根據(jù)前述權(quán)利要求中任一項所述的方法，其特征在于，變換編碼是在一個分級編碼器的上層(110)中進行的，-所述第一子帶包括來自于所述分級編碼器的核心編碼(105)的信號(《)，-所述第二子帶包括原始信號OS朋)。7、根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于，所述來自于核心編碼的信號(《)被感覺加權(quán)(600;900)。8、根據(jù)權(quán)利要求6或7所述的方法，其特征在于，所述來自于核心編碼的信號(《s)是一個表示原始信號與該原始信號的合成的之間的差的信號。9、根據(jù)權(quán)利要求6至8中任一項所述的方法，其特征在于，所述變換編碼是在符合標準G.729.1的整個編碼器中的TDAC類型，并且所述第一子帶被包括在一個低頻段(Tl)中，而所述第二子帶被包括在一個高頻段中。10、根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于，所述高頻段可擴展到7000Hz(T2)，至少(T3)。11、根據(jù)前述權(quán)利要求中任一項所述的方法，其中頻譜包絡被計算(604;904)，其特征在于，對于一個子帶的屏蔽門限被定義為如下兩者間的巻積-所述頻語包絡的表達，以及-包括所述子帶的中央頻率的擴展函數(shù)。12、根據(jù)前述權(quán)利要求中任一項所述的方法，其中根據(jù)被編碼信號是否是音調(diào)來獲取信息(305),其特征在于，僅當所述信號不是音調(diào)時，執(zhí)行所述第二子帶的感覺加權(quán)，以及所述屏蔽門限的確定和標準化。13、一種在多個子帶上的進行信號解碼的方法，其中相鄰的至少一個第一和一個第二子帶被變換解碼(709,711;1007，1009),其特征在于，以便在變換域中，至少對于第二子帶應用感覺加權(quán)，所述方法包括-基于解碼頻i普包絡，確定至少一個頻率屏蔽門限(702;1001;1011b)，以應用于所述第二子帶，以及-標準化所述屏蔽門限，以保證在所述第一和第二子帶間的頻譜連續(xù)性。14、根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其中根據(jù)頻譜包絡的解碼(701)確定被分配到每一個子帶(703)的碼元，其特征在于，對于所述第二子帶的碼元分配(703)至少還根據(jù)標準化的屏蔽曲線計算(702)來確定，至少應用于所述第二子帶。15、根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其特征在于，在所述第二子帶中的變換信號，通過一個成比例于所述第二子帶的標準化屏蔽門限的均方根的因子進行加權(quán)(1004)。16、一種軟件程序，存儲在電信通信終端的編碼器中和/或存儲在與所述編碼器的讀取器協(xié)作的存儲媒介中，其特征在于，其包括執(zhí)行根據(jù)權(quán)利要求1至12中任一項所述的編碼方法的指令，當所述指令通過所述編碼器的處理器執(zhí)行時。17、一種編碼器，其特征在于，其包括至少一個用于存儲根據(jù)權(quán)利要求16所述的軟件程序的存儲器。18、一種軟件程序，存儲在電信通信終端的解碼器中和/或存儲在與所述解碼器的讀取器協(xié)作的存儲媒介中，其特征在于，其包括執(zhí)行根據(jù)權(quán)利要求13至15中任一項所述的解碼方法的指令，當所述指令通過所述解碼器的處理器執(zhí)行時。19、一種解碼器，其特征在于，其包括至少一個用于存儲根據(jù)權(quán)利要求18所述的軟件程序的存儲器。全文摘要本發(fā)明涉及一種在多個子帶上信號編/解碼的方法，其中相鄰的至少第一和第二子帶被變換編碼(601，602)。特別地，為了在變換域中至少對第二子帶進行感覺加權(quán)，本方法包括確定至少一個頻率屏蔽門限(606)以應用于第二子帶；并且標準化所述屏蔽門限以在上述第一和第二子帶間提供頻譜連續(xù)性。本發(fā)明的一個有利應用還包括在符合G.729.1標準的分層編碼器的TDAC變換編碼中的高頻帶的感覺加權(quán)。文檔編號G10L19/00GK101622661SQ200880006653公開日2010年1月6日申請日期2008年1月30日優(yōu)先權(quán)日2007年2月2日發(fā)明者斯特凡·拉古特,西里爾·紀堯姆申請人:法國電信