專利名稱：開(kāi)關(guān)電源電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
該發(fā)明涉及這樣一種開(kāi)關(guān)電源電路，該開(kāi)關(guān)電源電路是作為各種電子設(shè)備塊中的電源而提供的。
同時(shí)，該專利申請(qǐng)的受讓人已提出了各種電源電路，其中諧振型轉(zhuǎn)換器提供于初級(jí)側(cè)上。
背景技術(shù)：
圖14給出了下述開(kāi)關(guān)電源電路一示例的電路圖，所述開(kāi)關(guān)電源電路包括一諧振型轉(zhuǎn)換器并且其是根據(jù)本申請(qǐng)受讓人所預(yù)先申請(qǐng)的專利發(fā)明而形成的。
參考圖14，所示的電源電路包括這樣的一開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，該開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器被配置成將其僅在開(kāi)關(guān)期間斷開(kāi)時(shí)執(zhí)行電壓諧振操作的偏電壓諧振電路與其使用半橋耦合方法的一他勵(lì)(separately excited)電流諧振轉(zhuǎn)換器組合在一起。
首先，在圖14所示的電源電路中，其是由兩個(gè)濾波電容器CL和一共模扼流圈CMC所組成的共模噪聲過(guò)濾器與工業(yè)AC電源AC相連。
此外，作為用于從工業(yè)AC電源AC中產(chǎn)生一DC輸入電壓的整流平滑電路，在共模噪聲過(guò)濾器的隨后階段提供了其是由一橋整流電路Di和一平滑電容器Ci所組成的全波整流電路。
橋整流電路Di的整流輸出向平滑電容器Ci充電。因此，獲得了平滑電容器Ci兩端之間的其與交流輸入電壓VAC相等的一整流平滑電壓Ei(DC輸入電壓)。
其接收DC輸入電壓以作為其輸入以執(zhí)行開(kāi)關(guān)的電流諧振電容器包括這樣的一開(kāi)關(guān)電路系統(tǒng)，所述開(kāi)關(guān)電路系統(tǒng)是由其是通過(guò)如圖14所示的半橋耦合而相耦合的且其每一個(gè)均是MOS-FET形式的兩個(gè)開(kāi)關(guān)設(shè)備Q1和Q2組成的。其是由體二極管(body diode)所組成的阻尼二極管DD1和DD2在圖14所示的方向分別并聯(lián)連接在開(kāi)關(guān)設(shè)備Q1和Q2的漏極-源極之間。
部分諧振電容器Cp并聯(lián)連接在開(kāi)關(guān)設(shè)備Q2的漏極與源極之間。并聯(lián)諧振電路(部分電壓諧振電路)是由部分諧振電容器Cp和初級(jí)繞組N1的漏電感LI組成的。通過(guò)部分電壓諧振電路，可獲得這樣的部分電壓諧振操作，即在該操作中只有當(dāng)開(kāi)關(guān)設(shè)備Q1和Q2斷開(kāi)時(shí)才出現(xiàn)電壓諧振。
在該電源電路中，為了對(duì)開(kāi)關(guān)設(shè)備Q1和Q2進(jìn)行開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)，提供了例如其是由通用1C所組成的一振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2。該振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2包括一振蕩電路和一驅(qū)動(dòng)電路，并且可將其具有預(yù)定頻率的一驅(qū)動(dòng)信號(hào)(柵極電壓)提供給開(kāi)關(guān)設(shè)備Q1和Q2的柵極。因此，開(kāi)關(guān)設(shè)備Q1和Q2執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作以便其以預(yù)定轉(zhuǎn)換頻率而在接通狀態(tài)與斷開(kāi)狀態(tài)之間交替轉(zhuǎn)換。
隔離換流變壓器PIT(電源隔離變壓器)將開(kāi)關(guān)設(shè)備Q1和Q2的開(kāi)關(guān)輸出傳送到次級(jí)側(cè)。
隔離換流變壓器PIT的初級(jí)繞組N1的一端通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1而與位于開(kāi)關(guān)設(shè)備Q1源極與開(kāi)關(guān)設(shè)備Q2漏極之間的一節(jié)點(diǎn)(開(kāi)關(guān)輸出點(diǎn))相連。因此，可獲得開(kāi)關(guān)輸出。
如圖14所示，初級(jí)繞組N1的另一端與初級(jí)側(cè)地相連。
串聯(lián)諧振電容器C1與初級(jí)繞組N1彼此串聯(lián)連接。尤其是，其可使開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器進(jìn)行電流諧振型操作的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路是由串聯(lián)諧振電容器C1的電容和隔離換流變壓器PIT的初級(jí)繞組N1(串聯(lián)諧振繞組)的漏電感LI組成的。
根據(jù)上述說(shuō)明，如上所述，圖14所示的初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L1-C1)來(lái)執(zhí)行電流諧振型的操作并且通過(guò)部分電壓諧振電路(Cp//L1)來(lái)執(zhí)行部分電壓諧振操作。
尤其是，將圖14所示的電源電路構(gòu)造成將用于形成諧振型的初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的諧振電路與不同諧振電路彼此組合在一起。在這里，在下文中將剛才所描述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器稱為“合成諧振型轉(zhuǎn)換器”。
雖然省略了參考附圖所給出的說(shuō)明，但是隔離換流變壓器PIT包括一EE型鐵芯，該EE型鐵芯是通過(guò)對(duì)其例如是由鐵氧體材料所組成的E型鐵芯進(jìn)行組合而形成的。將EE型鐵芯的繞組部分劃分成初級(jí)側(cè)部分和次級(jí)側(cè)部分，并且初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2旋繞在EE型鐵芯的內(nèi)磁柱上。
此外，在隔離換流變壓器的EE型鐵芯的內(nèi)磁柱上形成了1.0mm或更小的間隙，以便可在初級(jí)和次級(jí)繞組N1與N2之間獲得0.80或更大的耦合系數(shù)。
實(shí)際上，將間隙G設(shè)置為G＝1.0mm，并且將初級(jí)繞組N1的匝數(shù)設(shè)置為N1＝35T(匝數(shù))且將次級(jí)繞組N2的匝數(shù)設(shè)置為N2＝8T以便可獲得耦合系數(shù)K＝大約0.80。
為隔離換流變壓器PIT的次級(jí)繞組N2提供了一中間抽頭并且如圖14所示該中間抽頭與次級(jí)側(cè)地相連。此外，為隔離換流變壓器PIT的次級(jí)繞組N2提供了一全波整流電路并且該全波整流電路是由一整流二極管Do1、另一整流二極管Do2、以及一平滑電容器Co組成的。
因此，作為平滑電容器Co兩端之間的電壓，可獲得這樣的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo，該輸出電壓Eo是其電平與次級(jí)繞組N2所激勵(lì)的AC電壓相等的一DC電壓。將次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo作為主DC電源而提供給所未示出的主負(fù)載，并對(duì)其進(jìn)行分流且還作為用于恒壓控制的檢測(cè)電壓而輸入到控制電路1。
應(yīng)當(dāng)注意的是，在這種情況下，其形成了全波整流電路的整流二極管Do1和Do2實(shí)際上是由其是以圖14中的虛線框所示的成對(duì)肖特基勢(shì)壘二極管TSD形式的單個(gè)元件構(gòu)成的。
控制電路1將其作為下述電壓或電流的一控制信號(hào)輸出到振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2，所述電壓或電流的電平是為響應(yīng)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平而被調(diào)節(jié)的。
在振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2中，施加到開(kāi)關(guān)設(shè)備Q1和Q2柵極上的開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的頻率根據(jù)從控制電路1所輸入的控制信號(hào)而變化，以便對(duì)振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2中的振蕩電路所產(chǎn)生的振蕩信號(hào)頻率進(jìn)行調(diào)節(jié)。因此，可對(duì)轉(zhuǎn)換頻率進(jìn)行調(diào)節(jié)。按照這種方式，因?yàn)榭蓪?duì)開(kāi)關(guān)設(shè)備Q1和Q2的轉(zhuǎn)換頻率進(jìn)行可調(diào)控制以響應(yīng)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平，因此可改變初級(jí)端DC諧振電路的諧振阻抗并且可對(duì)從其形成了初級(jí)端串聯(lián)諧振電路的初級(jí)繞組傳送到次級(jí)側(cè)的能量進(jìn)行調(diào)節(jié)。因此，還可對(duì)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平進(jìn)行可調(diào)控制。其結(jié)果是，可實(shí)現(xiàn)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的恒壓控制。
應(yīng)當(dāng)注意的是用于按照這種方式來(lái)對(duì)轉(zhuǎn)換頻率進(jìn)行可調(diào)控制以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定性的恒壓控制方法在下文中被稱為“轉(zhuǎn)換頻率控制方法”。
圖15給出了圖14所示電源電路的若干部件的操作波形示意圖。在圖15中，位于左側(cè)的波形表示在負(fù)載功率Po＝150W時(shí)的操作，但是位于右側(cè)的波形表示在負(fù)載功率Po＝25W時(shí)的操作。將輸入電壓狀態(tài)設(shè)置為固定的AC輸入電壓VAC＝100V。
應(yīng)當(dāng)注意的是，在這種情況下，產(chǎn)生了次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo以使其具有25V的電壓。
此外，在圖14所示的電路中，為響應(yīng)如上所述的負(fù)載狀態(tài)和輸入電壓狀態(tài)，有選擇的將若干部件設(shè)置如下·隔離換流變壓器PIT間隔G＝1.0mm，嚙合系數(shù)k＝0.80·初級(jí)繞組N1＝35T·次級(jí)繞組N2＝8T(中間抽頭兩端之間4T+4T)·初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1＝0.047uF·部分諧振電容器Cp＝330pF首先，圖15中的矩形波形所示的電壓V1是開(kāi)關(guān)設(shè)備Q2兩端之間的電壓，并且表示開(kāi)關(guān)設(shè)備Q2的開(kāi)/斷定時(shí)。
電壓V1的電平是0的時(shí)間段是開(kāi)關(guān)設(shè)備Q2的接通時(shí)期。在該接通時(shí)期之內(nèi)，圖15中的波形所示的開(kāi)關(guān)電流IQ2流向其是由開(kāi)關(guān)設(shè)備Q2和箝位二極管DD2所組成的開(kāi)關(guān)電路系統(tǒng)。此外，電壓V1被鉗位到整流平滑電壓Ei的電平的時(shí)間段是開(kāi)關(guān)設(shè)備斷開(kāi)的時(shí)間段，并且如圖15所示開(kāi)關(guān)電流IQ2的電平是0。
此外，雖然在附圖中未示出，但是可得到其具有下述波形的開(kāi)關(guān)設(shè)備Q1兩端的電壓以及將要提供給開(kāi)關(guān)電路(Q1，DD1)的開(kāi)關(guān)電流，在所述波形中其相位相對(duì)于電壓V1和開(kāi)關(guān)電流IQ2的相位而言轉(zhuǎn)換了180度。尤其是，如上所述，開(kāi)關(guān)設(shè)備Q1和Q2在其交替在接通與斷開(kāi)之間轉(zhuǎn)換時(shí)執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作。
此外，通過(guò)將其流入開(kāi)關(guān)電路(Q1，DD1)的開(kāi)關(guān)電流與其流入開(kāi)關(guān)電路(Q2，DD2)的開(kāi)關(guān)電流組合在一起而產(chǎn)生了流向初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(C1-N1(L1))的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io，并且最終的電流根據(jù)圖15所示的波形而流動(dòng)。
此外，例如，如果對(duì)圖15所示的當(dāng)負(fù)載功率Po＝150W與當(dāng)負(fù)載功率Po＝25W時(shí)的電壓V1的波形彼此進(jìn)行比較，那么可得知要對(duì)當(dāng)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo處于高負(fù)載狀態(tài)(Po＝150W)時(shí)的初級(jí)側(cè)上的轉(zhuǎn)換頻率進(jìn)行控制以便其降低到比當(dāng)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo處于輕負(fù)載狀態(tài)(Po＝25W)時(shí)的轉(zhuǎn)換頻率要小。尤其是，當(dāng)進(jìn)入高負(fù)載狀態(tài)時(shí)，為響應(yīng)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平下降而對(duì)轉(zhuǎn)換頻率進(jìn)行控制以便使其降低，但是當(dāng)進(jìn)入了輕負(fù)載狀態(tài)時(shí)，為響應(yīng)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平增加而使其變高。這表示這樣的事實(shí)，即通過(guò)上側(cè)控制的恒壓控制操作是作為轉(zhuǎn)換頻率控制方法而執(zhí)行的。
此外，通過(guò)執(zhí)行如上所述的初級(jí)側(cè)上的操作，可在隔離換流變壓器PIT的次級(jí)繞組N2上感生出其具有圖15所示波形的AC電壓V2。此后，在AC電壓V2的波形表示正極性的一個(gè)半周期的時(shí)間段之內(nèi)，次級(jí)側(cè)上的整流二極管Do1進(jìn)行操作以使整流電流ID1以該波形并在圖15所示的時(shí)間上流動(dòng)。此外，在AC電壓V2的波形表示負(fù)極性的另一個(gè)半周期的時(shí)間段之內(nèi)，次級(jí)側(cè)上的整流二極管Do2進(jìn)行操作以使整流電流ID2以該波形并且在圖15所示的時(shí)間流動(dòng)。此外，在次級(jí)側(cè)上的全波整流電路中，如圖15所示通過(guò)將整流電流ID1與整流電流ID2組合在一起而產(chǎn)生了其在次級(jí)繞組N2的中間抽頭與次級(jí)側(cè)地之間流動(dòng)的整流輸出電流I2。
圖16給出了這樣的一圖示，該圖示說(shuō)明了在AC輸入電壓VAC＝100V的輸入電壓狀態(tài)之下其相對(duì)于負(fù)載變化的AC至DC功率轉(zhuǎn)換效率以及圖14所示電源電路的轉(zhuǎn)換頻率的特征。
首先，為響應(yīng)恒壓控制操作的性能，當(dāng)負(fù)載變大時(shí)，轉(zhuǎn)換頻率fs降低了。然而，這并不是轉(zhuǎn)換頻率fs隨負(fù)載變化而線性改變這樣的特征，而是轉(zhuǎn)換頻率fs傾向于例如在從負(fù)載功率Po＝大約25W至Po＝0W這樣的一范圍之內(nèi)急劇增加。
此外，AC DC功率轉(zhuǎn)換效率(AC DC)傾向于隨著負(fù)載功率Po的增加而增加，并且尤其是當(dāng)負(fù)載功率Po＝150W時(shí)，可獲得AC至DC功率轉(zhuǎn)換效率AC DC是90％或更大這樣的結(jié)果。

發(fā)明內(nèi)容
順便說(shuō)一下，在將其用作下述諧振型轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)應(yīng)用到圖14所示電源電路中的情況下，用于穩(wěn)定作用的轉(zhuǎn)換頻率的可變控制范圍傾向于相對(duì)寬的范圍，所述諧振型轉(zhuǎn)換器通過(guò)轉(zhuǎn)換頻率控制方法可使次級(jí)側(cè)DC輸出電壓穩(wěn)定。
參考圖17對(duì)其進(jìn)行描述。圖17給出了圖14所示電源電路的其作為轉(zhuǎn)換頻率fs與次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo電平之間的關(guān)系的恒壓控制特征。
應(yīng)當(dāng)注意的是參考圖17所給出的說(shuō)明預(yù)先假定采用上側(cè)控制以作為圖14所示電源電路的轉(zhuǎn)換頻率控制方法。在這里，上側(cè)控制是這樣的控制方法，即轉(zhuǎn)換頻率在其比初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo要高的一頻率范圍之內(nèi)是可變地受控的以便通過(guò)利用由于轉(zhuǎn)換頻率的可變控制所造成的諧振阻抗的變化來(lái)對(duì)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平進(jìn)行控制。
通常，串聯(lián)諧振電路呈現(xiàn)出諧振頻率f0處的諧振阻抗最低。因此，作為上側(cè)控制中的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo與轉(zhuǎn)換頻率fs之間的關(guān)系，次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平隨著轉(zhuǎn)換頻率fs靠近諧振頻率fo1而增加，但是隨著轉(zhuǎn)換頻率fs遠(yuǎn)離諧振頻率fo1而降低。
因此，如圖17所示，在負(fù)載功率Po固定的狀態(tài)下，相對(duì)于轉(zhuǎn)換頻率fs的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平表示這樣的二次曲線變化，即當(dāng)轉(zhuǎn)換頻率fs等于初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1時(shí)該電平呈現(xiàn)出一峰值，但是其隨著轉(zhuǎn)換頻率fs遠(yuǎn)離諧振頻率fo1而降低。
此外，在相應(yīng)于相同轉(zhuǎn)換頻率fs來(lái)對(duì)處于最小負(fù)載功率Pomin的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平與處于最大負(fù)載功率Pomax的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平彼此進(jìn)行比較的情況下，在最大負(fù)載功率Pomax而不是最低負(fù)載功率Pomin處可獲得這樣的特征，即次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平被移動(dòng)以使其降低預(yù)定數(shù)量。尤其是，在認(rèn)為轉(zhuǎn)換頻率fs是固定的情況下，次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平隨著負(fù)載變大而降低。
此后，如果企圖在如上所述的特性之下來(lái)穩(wěn)定次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo以便通過(guò)上側(cè)控制而使Eo＝tg，那么圖14所示電源電路所必需的轉(zhuǎn)換頻率的可變范圍(必要控制范圍)是由圖17中的參考符號(hào)fs所示的一范圍。
實(shí)際上，圖14所示電源電路執(zhí)行恒壓控制，以便通過(guò)使轉(zhuǎn)換頻率控制方法用于其即就是主DC電源的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo上而使次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo穩(wěn)定在例如次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo＝25V，所述轉(zhuǎn)換頻率控制方法基于AC 100V系統(tǒng)的AC輸入電壓VAC＝85V至120V這樣的輸入變化范圍以及最大負(fù)載功率Pomax＝150W和最小負(fù)載功率Pomin＝0W(空載)的負(fù)載狀態(tài)。
在這種情況下，為了執(zhí)行恒壓控制而通過(guò)圖14所示電源電路所改變的轉(zhuǎn)換頻率fs的可變范圍是從fs＝80kHz至200kHz或更大的一范圍，并且可變范圍fs是120kHz或更大且按照自己的方式其是一較寬范圍。
下述電源電路已為大家所熟知，所述電源電路被構(gòu)造成其可為響應(yīng)例如大約AC 85V至288V這樣的AC輸入電壓范圍而進(jìn)行操作以便使該電源電路可準(zhǔn)備用于諸如日本、U.S.A等等這樣的AC輸入電壓AC 100V系統(tǒng)的區(qū)域以及諸如歐洲等等這樣的AC 200V系統(tǒng)的區(qū)域，也就是說(shuō)可準(zhǔn)備用于較寬范圍的電源電路已為大家所熟知。
由此，已研究出形成圖14所示的電源電路以作為如上所述的可準(zhǔn)備用于較寬范圍的電源電路。
準(zhǔn)備用于較寬范圍的電源電路例如可準(zhǔn)備用于上述AC 85V至288V這樣的AC輸入電壓范圍。因此，當(dāng)與下述另一情況相比，次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平的變化范圍也變大了，所述情況即就是電源電路僅準(zhǔn)備用于例如AC 100V系統(tǒng)或者AC 200V系統(tǒng)這樣的單個(gè)范圍。為了對(duì)下述次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo執(zhí)行恒壓控制，需要增大的轉(zhuǎn)換頻率控制范圍，所述次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo具有其與剛才所描述的較寬AC輸入電壓范圍相應(yīng)增加的一電平變化范圍。例如，在圖14所示的電路中，必須使轉(zhuǎn)換頻率fs的控制范圍擴(kuò)大到大約80kHz至500kHz這樣的范圍。
然而，在用于驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)設(shè)備的現(xiàn)有1C(振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2)中，其所準(zhǔn)備用于的驅(qū)動(dòng)頻率的上限大約是200kHz。此外，即使在以上述高頻所驅(qū)動(dòng)的開(kāi)關(guān)設(shè)備中形成并安裝了以上述高頻來(lái)進(jìn)行驅(qū)動(dòng)的開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)IC，功率轉(zhuǎn)換效率也顯著降低了。因此，開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)IC事實(shí)上不能用作實(shí)際電源電路。應(yīng)當(dāng)注意的是，例如是通過(guò)圖14所示電源電路所穩(wěn)定的AC輸入電壓VAC的電平上限大約是100V。
因此，眾所周知的是如果試圖使其使用轉(zhuǎn)換頻率控制方法以進(jìn)行穩(wěn)定的轉(zhuǎn)換電源電路實(shí)際上準(zhǔn)備用于較寬范圍，那么例如采用緊接著在下面所描述的這種對(duì)策。
作為對(duì)策之一，用于接收工業(yè)AC電源以作為其輸入以產(chǎn)生DC輸入電壓(Ei)的整流電路系統(tǒng)具有這樣的功能，即可執(zhí)行倍壓器整流電路與全波整流電路之間的轉(zhuǎn)換以響應(yīng)AC 100V系統(tǒng)或AC 200V系統(tǒng)這樣的工業(yè)AC電源的輸入。
在這種情況下，將該電路構(gòu)造成對(duì)該工業(yè)AC電源電平進(jìn)行檢測(cè)并且為響應(yīng)所檢測(cè)到的電平而通過(guò)其使用電磁繼電器的開(kāi)關(guān)來(lái)轉(zhuǎn)換整流電路系統(tǒng)中的電路連接以便形成倍壓器整流電路或全波整流電路。
然而，在剛才所描述的其涉及整流電路轉(zhuǎn)換的結(jié)構(gòu)中，如上所述需要所需數(shù)目的電磁繼電器。此外必須提供至少兩個(gè)平滑電容器以便形成倍壓器整流電路。因此，成本隨著部件數(shù)目的增加而增大，并且電源電路的電路板的安裝區(qū)也增大了，這使電源電路的大小增大了。特別是，因?yàn)樵谄湫纬闪穗娫措娐返母鞣N部件當(dāng)中平滑電容器和電磁繼電器很大，因此電路板變得相當(dāng)大。
在這里假定使用對(duì)全波整流操作和倍壓器整流操作進(jìn)行轉(zhuǎn)換這樣的結(jié)構(gòu)。如果因?yàn)槌霈F(xiàn)了瞬時(shí)中斷或者因?yàn)锳C輸入電壓跌至其比額定電壓還要低的一電平，因此當(dāng)輸入了AC 200V系統(tǒng)的工業(yè)AC電源時(shí)AC輸入電壓的電平變得比準(zhǔn)備用于AC 200V系統(tǒng)的AC輸入電壓電平還要低，那么出現(xiàn)了執(zhí)行轉(zhuǎn)換為倍壓器整流電路這樣的誤操作，這是因?yàn)闄z測(cè)到已輸入了AC 100V系統(tǒng)的AC輸入電壓這樣的錯(cuò)誤。如果出現(xiàn)了剛才所描述的誤操作，那么對(duì)AC 200V系統(tǒng)的實(shí)際AC輸入電壓電平執(zhí)行倍壓器整流。因此，最終的電壓超過(guò)了例如開(kāi)關(guān)設(shè)備Q1和Q2的耐電壓，并且其結(jié)果是，存在會(huì)損壞開(kāi)關(guān)設(shè)備Q1和Q2的可能性。
因此，為了避免出現(xiàn)上述誤操作，將實(shí)際電路配置成不但對(duì)其即就是主開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的DC輸入電壓進(jìn)行檢測(cè)，而且還對(duì)備用電源側(cè)上的轉(zhuǎn)換器電路的DC輸入電壓進(jìn)行檢測(cè)。因此，還另外提供了用于對(duì)備用電源電路側(cè)上的轉(zhuǎn)換器電路進(jìn)行檢測(cè)的部件，并且其結(jié)果是，進(jìn)一步促使上述成本增加了并且電路板尺寸增加了。
此外，對(duì)備用電源側(cè)上的轉(zhuǎn)換器的DC輸入電壓進(jìn)行檢測(cè)以便防止出現(xiàn)誤操作這意味著實(shí)際上只有其不但包括有主電源而且還包括有備用電源的電子設(shè)備可使用這樣的電源電路，該電源電路包括有用于對(duì)整流操作進(jìn)行轉(zhuǎn)換的一電路并且其可準(zhǔn)備用于較寬范圍。尤其是，其可并入到電源中的這類電子設(shè)備不局限于其包括有備用電源的電子設(shè)備，并且其結(jié)果是，利用范圍大大降低了。
此外，作為其可準(zhǔn)備用于較寬范圍的結(jié)構(gòu)之一，這樣一種結(jié)構(gòu)也為大家所熟知，在該結(jié)構(gòu)中初級(jí)側(cè)上的這類電流諧振轉(zhuǎn)換器在半橋耦合型與全橋耦合型之間轉(zhuǎn)換以響應(yīng)AC 100V系統(tǒng)/AC 200V系統(tǒng)的工業(yè)AC電源的一輸入。
在所述結(jié)構(gòu)中，即使例如由于上述瞬時(shí)中斷等而使AC 200V系統(tǒng)的AC輸入電壓電平降低到AC 100V系統(tǒng)的AC輸入電壓電平并且引起了誤操作，開(kāi)關(guān)操作也僅從半橋操作轉(zhuǎn)換為全橋操作，但是不會(huì)超過(guò)開(kāi)關(guān)設(shè)備等等的耐電壓。因此，不必對(duì)備用電源側(cè)上的DC輸入電壓進(jìn)行檢測(cè)，并且該結(jié)構(gòu)可應(yīng)用于其不包括有備用電源的電子設(shè)備。此外，因?yàn)樵摻Y(jié)構(gòu)中的轉(zhuǎn)換不是工業(yè)電源線上的轉(zhuǎn)換并且可以通過(guò)半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)來(lái)改變電路形式，因此不必提供諸如電磁繼電器這樣的大型開(kāi)關(guān)元件。
然而，根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，為了形成全橋耦合以便實(shí)現(xiàn)其可準(zhǔn)備用于AC 100V系統(tǒng)的輸入的結(jié)構(gòu)，則必須提供至少四個(gè)開(kāi)關(guān)設(shè)備。換句話說(shuō)，當(dāng)與由兩個(gè)開(kāi)關(guān)設(shè)備組成的并且僅可將半橋耦合方法應(yīng)用到其上的轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)相比較，必須提供兩個(gè)附加的開(kāi)關(guān)設(shè)備。
此外，根據(jù)該結(jié)構(gòu)，四個(gè)開(kāi)關(guān)設(shè)備執(zhí)行全橋操作中的開(kāi)關(guān)操作，并且在半橋操作中，三個(gè)開(kāi)關(guān)設(shè)備執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作。雖然進(jìn)行操作的諧振轉(zhuǎn)換器具有低轉(zhuǎn)換噪音，但是由于按照這種方式執(zhí)行開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)設(shè)備數(shù)目增加了，因此就開(kāi)關(guān)噪聲而言缺陷是增大了。
此外在采用上述任何一個(gè)結(jié)構(gòu)以作為可準(zhǔn)備用于較寬范圍的結(jié)構(gòu)的情況下，當(dāng)與可準(zhǔn)備用于單個(gè)范圍的結(jié)構(gòu)相比較，不可避免的是由于部件數(shù)目的增加而造成了成本增加了并且電路尺寸增大了。此外，使用準(zhǔn)備用于單個(gè)范圍的結(jié)構(gòu)而沒(méi)有出現(xiàn)的問(wèn)題諸如在前者結(jié)構(gòu)的情況下對(duì)裝備的使用范圍的限制和在后者結(jié)構(gòu)的情況下的增大了開(kāi)關(guān)噪聲等的新問(wèn)題出現(xiàn)了。
此外，在如圖14所示的電源電路中轉(zhuǎn)換頻率的控制范圍具有適當(dāng)寬度的情況下，還出現(xiàn)了這樣的問(wèn)題，即用于穩(wěn)定次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的高速響應(yīng)特征降低了。
根據(jù)一電子設(shè)備，存在這樣的可能性，即負(fù)載狀態(tài)通過(guò)例如在最大負(fù)載狀態(tài)與實(shí)質(zhì)上的無(wú)負(fù)載狀態(tài)之間即刻轉(zhuǎn)換這樣的方式而改變。其呈現(xiàn)出剛才所描述的負(fù)載變化的一負(fù)載有時(shí)被稱為開(kāi)關(guān)負(fù)載。將其并入到用作如剛才所描述的一開(kāi)關(guān)負(fù)載的裝置中的電源電路配置成使次級(jí)側(cè)DC輸出電壓最佳的穩(wěn)定以便還準(zhǔn)備好上述開(kāi)關(guān)負(fù)載的負(fù)載變化。
然而，在如參考圖17所描述的轉(zhuǎn)換頻率的控制范圍很寬的情況下，為了將該轉(zhuǎn)換頻率調(diào)節(jié)為下述轉(zhuǎn)換頻率，則需要相對(duì)長(zhǎng)的時(shí)間，利用所述轉(zhuǎn)換頻率可將次級(jí)側(cè)DC輸出電壓調(diào)節(jié)為所需電平以響應(yīng)諸如上述開(kāi)關(guān)負(fù)載這樣的一負(fù)載的負(fù)載變化。總之，可獲得其作為恒壓控制的響應(yīng)特性這樣的不利結(jié)果。
尤其是，如圖16所示，作為通過(guò)圖14所示電源電路的恒壓控制的轉(zhuǎn)換頻率特征，轉(zhuǎn)換頻率在從Po＝大約25W至Po＝0W的負(fù)載功率Po的負(fù)載范圍內(nèi)改變了很大的量。因此，可以得知在對(duì)上述開(kāi)關(guān)負(fù)載進(jìn)行恒壓控制的職責(zé)能力方面該電源電路是不利的。
希望提供這樣一種電源電路，該電源電路通過(guò)轉(zhuǎn)換頻率控制來(lái)執(zhí)行恒壓控制并且其可準(zhǔn)備用于較寬范圍，同時(shí)轉(zhuǎn)換頻率控制的必要控制范圍降低了。
根據(jù)本發(fā)明的目的，希望提供這樣一種開(kāi)關(guān)電源電路，該開(kāi)關(guān)電源電路包括開(kāi)關(guān)裝置，該開(kāi)關(guān)裝置包括有用于接收DC輸入電壓以作為其輸入而來(lái)執(zhí)行開(kāi)關(guān)的一開(kāi)關(guān)元件；開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置，該開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置用于對(duì)開(kāi)關(guān)元件操作進(jìn)行開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)；一隔離換流變壓器，該隔離換流變壓器是通過(guò)對(duì)一初級(jí)繞組和多個(gè)次級(jí)繞組進(jìn)行旋繞而形成的，所述初級(jí)繞組提供有通過(guò)開(kāi)關(guān)裝置的開(kāi)關(guān)操作所獲得的一開(kāi)關(guān)輸出，并且在所述多個(gè)次級(jí)繞組的每一個(gè)中通過(guò)初級(jí)繞組而感生出交流電壓；一初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，該初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路至少是由隔離換流變壓器的初級(jí)繞組的漏電感部件以及其與初級(jí)繞組串聯(lián)連接的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的電容組成的以便對(duì)第一諧振頻率進(jìn)行設(shè)置以可使開(kāi)關(guān)裝置的操作為電流諧振型；多個(gè)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，這多個(gè)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的每一個(gè)至少是由隔離換流變壓器的多個(gè)次級(jí)繞組之一的漏電感部件以及其與多個(gè)次級(jí)繞組串聯(lián)連接的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的電容組成的以便對(duì)第二諧振頻率進(jìn)行設(shè)置；次級(jí)側(cè)DC輸出電壓產(chǎn)生裝置，該次級(jí)側(cè)DC輸出電壓產(chǎn)生裝置用于對(duì)次級(jí)繞組所獲得的AC電壓執(zhí)行整流操作并且借助于公共次級(jí)側(cè)平滑電容器而使多個(gè)次級(jí)繞組的整流輸出平滑以產(chǎn)生一次級(jí)側(cè)DC輸出電壓；以及恒壓控制裝置，該恒壓控制裝置為響應(yīng)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓電平而對(duì)開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置進(jìn)行控制以對(duì)開(kāi)關(guān)裝置的轉(zhuǎn)換頻率進(jìn)行調(diào)節(jié)以對(duì)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓執(zhí)行恒壓控制。隔離換流變壓器進(jìn)一步包括一鐵芯，該鐵芯具有形成于其預(yù)定位置上的一間隙，該間隙具有所設(shè)置的間隙長(zhǎng)度，以便當(dāng)將其具有轉(zhuǎn)換頻率的頻率信號(hào)輸入到電磁耦合型諧振電路上時(shí)其是由初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路所組成的電磁耦合型諧振電路的輸出特性變成單峰值(single-humped)特性。
每個(gè)開(kāi)關(guān)電源電路采用開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)，在該結(jié)構(gòu)中形成可使初級(jí)側(cè)的開(kāi)關(guān)操作為電流諧振型的一初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路并且包括其也形成于次級(jí)側(cè)上的一串聯(lián)諧振電路。在開(kāi)關(guān)電源電路具有剛才所描述的結(jié)構(gòu)的情況下，如果將形成于其可被用來(lái)形成耦合型諧振電路的隔離換流變壓器鐵芯上的間隙的間隙長(zhǎng)度設(shè)置為預(yù)定長(zhǎng)度以獲得預(yù)定耦合系數(shù)，那么可獲得陡峭的單峰特性以作為其是輸入到耦合型諧振電路的轉(zhuǎn)換頻率的交流電壓的一輸出特性。其結(jié)果是，當(dāng)與串聯(lián)諧振電路僅形成于初級(jí)側(cè)上的另一結(jié)構(gòu)相比較，可降低要穩(wěn)定所必需的轉(zhuǎn)換頻率的可變范圍(必要控制范圍)。
此外，在該開(kāi)關(guān)電源電路中，將多個(gè)次級(jí)繞組旋繞在次級(jí)側(cè)上，并且通過(guò)共用次級(jí)側(cè)平滑電容器來(lái)使從次級(jí)繞組中所獲得的交流電壓的整流輸出平滑以產(chǎn)生一次級(jí)側(cè)DC輸出電壓。利用剛才所描述的結(jié)構(gòu)，根據(jù)其彼此相平行的多個(gè)次級(jí)繞組的輸出可產(chǎn)生次級(jí)側(cè)DC輸出電壓。
對(duì)于處理相同的負(fù)載狀況，當(dāng)與其僅使用一個(gè)次級(jí)繞組的另一情況相比較，這可降低次級(jí)側(cè)上的整流電流的電平。
利用該開(kāi)關(guān)電源電路，因?yàn)楫?dāng)與現(xiàn)有技術(shù)的開(kāi)關(guān)電源電路相比較，恒壓控制所必需的轉(zhuǎn)換頻率的可變控制范圍(必要控制范圍)降低了，因此僅借助于轉(zhuǎn)換頻率控制即可使開(kāi)關(guān)電源電路很容易的準(zhǔn)備用于較寬范圍。
在按照這種方式實(shí)現(xiàn)了通過(guò)轉(zhuǎn)換頻率控制而可使該結(jié)構(gòu)準(zhǔn)備用于較寬范圍的情況下，消除了采用下述結(jié)構(gòu)的必要性，所述結(jié)構(gòu)用于執(zhí)行整流電路系統(tǒng)之間的轉(zhuǎn)換或者例如半橋耦合與全橋耦合之間的電路轉(zhuǎn)換以響應(yīng)工業(yè)AC電源的額定電平。
因此，可實(shí)現(xiàn)電路部件數(shù)目大大降低了并且電路板區(qū)域大大減小了。此外，可實(shí)現(xiàn)這樣的優(yōu)點(diǎn)，即開(kāi)關(guān)電源電路應(yīng)用到電子設(shè)備上的范圍擴(kuò)大了并且開(kāi)關(guān)噪聲預(yù)期減小了。
作為用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明上述結(jié)構(gòu)的基本結(jié)構(gòu)，僅僅是必須為其包括有僅位于初級(jí)側(cè)上的一串聯(lián)諧振電路的結(jié)構(gòu)至少提供一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器。因此，通過(guò)添加極少數(shù)目的部件即可實(shí)現(xiàn)可準(zhǔn)備用于較寬范圍的開(kāi)關(guān)電源電路。
此外，在按照上述方式而降低了轉(zhuǎn)換頻率的必要控制范圍的情況下，例如，如果負(fù)載功率以高速而在最大負(fù)載狀態(tài)與空載狀態(tài)之間變化，那么還可提高恒壓控制的職責(zé)能力。就這點(diǎn)而言，可實(shí)現(xiàn)高度的可靠性。
此外，利用該開(kāi)關(guān)電源電路，因?yàn)楫?dāng)對(duì)相同負(fù)載狀態(tài)進(jìn)行處理時(shí)根據(jù)多個(gè)次級(jí)繞組的輸出可產(chǎn)生次級(jí)側(cè)DC輸出電壓，因此可降低次級(jí)側(cè)上的整流電流的電平。因此，例如，可降低次級(jí)側(cè)上的整流元件的傳導(dǎo)損耗，并且還在對(duì)高負(fù)載狀態(tài)進(jìn)行處理的情況，可抑制功率轉(zhuǎn)換效率降低?？傊墒归_(kāi)關(guān)電源電路準(zhǔn)備用于更大的負(fù)載狀態(tài)。
此外，如果可降低流入次級(jí)繞組的電流電平，那么還可降低次級(jí)側(cè)上的整流元件的耐流特性，并且因此，通過(guò)利用尺寸減小的整流元件可降低電路板區(qū)域。
結(jié)合由相同參考符號(hào)來(lái)表示相同部件或元件的附圖，從下述說(shuō)明以及隨后權(quán)利要求中可顯而易見(jiàn)的得知本發(fā)明的上述及其他目的、特征、以及優(yōu)點(diǎn)。


圖1給出了根據(jù)本發(fā)明第一實(shí)施例的電源電路結(jié)構(gòu)的一示例的電路圖；圖2給出了位于圖1開(kāi)關(guān)電源電路中的隔離換流變壓器的結(jié)構(gòu)的一示例的剖面圖；圖3給出了在其被認(rèn)為是電磁耦合諧振電路的情況下圖1的電源電路的等效電路圖；圖4給出了圖1的電源電路的恒壓控制特征曲線的示意圖；圖5給出了在圖1電源電路的恒壓控制操作過(guò)程中關(guān)于AC輸入電壓狀態(tài)和負(fù)載變化的一轉(zhuǎn)換頻率控制范圍(必要控制范圍)的示意圖；圖6A至6C給出了初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率的設(shè)定值、以及圖1電源電路中的開(kāi)關(guān)電流之間的關(guān)系的波形示意圖；圖7給出了圖1電源電路在AC 100V時(shí)各個(gè)部件的操作波形的波形示意圖；圖8給出了圖1電源電路在AC 230V時(shí)各個(gè)部件的操作波形的波形示意圖；圖9給出了其作為圖1電源電路修改的電源電路結(jié)構(gòu)的電路圖；圖10給出了其作為圖1電源電路另一修改的電源電路結(jié)構(gòu)的電路圖；圖11給出了根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例的電源電路結(jié)構(gòu)的一示例的電路圖；圖12給出了其作為圖11電源電路修改的電源電路結(jié)構(gòu)的電路圖；圖13給出了其作為圖11電源電路另一修改的電源電路結(jié)構(gòu)的電路圖；圖14給出了傳統(tǒng)電源電路結(jié)構(gòu)一示例的電路圖；圖15給出了圖14的電源電路的各個(gè)部件的操作的波形示意圖；圖16給出了轉(zhuǎn)換頻率的特征以及其與負(fù)載變化有關(guān)的圖14電源電路的AC→DC功率轉(zhuǎn)換效率的示意圖；以及圖17給出了圖14的電源電路的恒壓控制特征的示意圖；具體實(shí)施方式
圖1給出了本發(fā)明所應(yīng)用的開(kāi)關(guān)電源電路結(jié)構(gòu)的一示例。參考圖1，所示的電源電路包括部分電壓諧振電路與半橋耦合型的電流諧振型轉(zhuǎn)換器的組合以作為其初級(jí)側(cè)的基本結(jié)構(gòu)。
該第一實(shí)施例的電源電路具有準(zhǔn)備用于較寬范圍的一結(jié)構(gòu)，通過(guò)該結(jié)構(gòu)可使其利用AC 100V型和AC 200型的工業(yè)AC電源輸入進(jìn)行操作。此外，就適當(dāng)?shù)呢?fù)載功率而言，該電源電路可準(zhǔn)備用于例如從Po＝大約150W至0W(空載)的負(fù)載功率Po的變化范圍。此外在這種情況下，與上文參考圖14所描述的電路的情況相同，同樣可獲得例如大約25V的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo。
尤其是，在圖1所示的電源電路中，共模噪聲過(guò)濾器是由用于工業(yè)AC電源AC的一對(duì)濾波電容器CL以及共模扼流圈CMC組成的。
全波整流平滑電路與其位于噪聲濾波器下一級(jí)上的工業(yè)交流電源AC相連。全波整流平滑電路是由一橋整流電路Di和一平滑電容器Ci組成的。
全波整流平滑電路接收作為其輸入的工業(yè)交流電源AC并且執(zhí)行全波整流操作，并且因此，可獲得平滑電容器Ci兩端之間的整流平滑電壓Ei(DC輸入電壓)。在這種情況下整流平滑電壓Ei具有其與工業(yè)交流電源AC的AC輸入電壓VAC相等的一電平。
電流諧振型轉(zhuǎn)換器接收作為其輸入的DC輸入電壓以執(zhí)行轉(zhuǎn)換(接通和斷開(kāi))。電流諧振型轉(zhuǎn)換器包括其每一個(gè)均是MOS-FET形式的以圖1所示方式而連接在半橋接中的開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2。阻尼器二極管DD1和DD2分別并聯(lián)連接在開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的漏極-源極之間。阻尼二極管DD1的陽(yáng)極和陰極分別與開(kāi)關(guān)元件Q1的源極和漏極相連。類似的，阻尼二極管DD2的陽(yáng)極和陰極分別與開(kāi)關(guān)元件Q2的源極和漏極相連。阻尼二極管DD1和DD2分別用作為開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2所提供的體二極管。
初級(jí)側(cè)部分諧振電容器Cp并聯(lián)連接在開(kāi)關(guān)元件Q2的漏極-漏極之間。初級(jí)側(cè)部分偏諧振電容器Cp的電容和初級(jí)繞組M1的漏電感LI協(xié)同形成了并聯(lián)諧振電路(部分電壓諧振電路)。由此，可獲得并聯(lián)諧振電路的部分電壓諧振操作，其中只有當(dāng)斷開(kāi)開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2時(shí)才出現(xiàn)電壓諧振。
提供了振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2以便對(duì)開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2進(jìn)行開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2包括一振蕩電路和一驅(qū)動(dòng)電路并且其可以是由例如通用IC形成的。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2的振蕩電路產(chǎn)生了所需頻率的一振蕩信號(hào)。同時(shí)，振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2的驅(qū)動(dòng)電路利用該振蕩信號(hào)以產(chǎn)生下述開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)并且將該開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)施加到開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的柵極，所述開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)是用于對(duì)MOS-FET進(jìn)行開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)的一柵極電壓。因此，開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作以便其根據(jù)該開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的周期所定義的轉(zhuǎn)換頻率而連續(xù)交替的閉合/斷開(kāi)。
提供了隔離換流變壓器PIT以將開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)輸出傳送到次級(jí)側(cè)。
隔離換流變壓器PIT的初級(jí)繞組N1的一端通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1的串聯(lián)連接而與位于開(kāi)關(guān)元件Q1源極與開(kāi)關(guān)元件Q2漏極之間的一節(jié)點(diǎn)(開(kāi)關(guān)輸出點(diǎn))相連以便對(duì)該開(kāi)關(guān)輸出進(jìn)行傳送。初級(jí)繞組N1的另一端與初級(jí)側(cè)地相連。
隔離換流變壓器PIT具有如圖2的剖面圖所示的一結(jié)構(gòu)。
參考圖2，隔離換流變壓器PIT包括一EE型鐵芯(EE形鐵芯)，該EE型鐵芯是由其是由鐵氧體材料組成的并且其具有彼此相對(duì)的磁柱的E型鐵芯CR1和CR2的組合構(gòu)成的。
隔離換流變壓器PIT進(jìn)一步包括一繞線管B，該繞線管B例如是由樹(shù)脂材料制成的并且具有所提供的彼此無(wú)關(guān)的初級(jí)端繞阻接收部分以及次級(jí)側(cè)繞阻接收部分這樣的分離形狀。初級(jí)繞組N1旋繞在繞線管B的繞阻接收部分之一上。同時(shí)，將次級(jí)繞組N2(在這種情況下，次級(jí)繞組N2A和另一次級(jí)繞組N2B)旋繞在另一繞阻接收部分上。將其具有按照這種方式而旋繞在其上的初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2的繞線管B附加在EE型鐵芯(E型鐵芯CR1和CR2)上，以便可將初級(jí)端繞阻和次級(jí)側(cè)繞阻旋繞在EE型鐵芯內(nèi)磁柱上的彼此不同的繞阻接收區(qū)域上。按照這種方式可獲得隔離換流變壓器PIT的通用結(jié)構(gòu)。
此外，按照?qǐng)D2所示的方式而在EE型鐵芯的內(nèi)磁柱上形成了間隙G。在這種情況下將間隙G設(shè)置為例如大約1.6mm的間隙長(zhǎng)度以便可獲得這樣的松耦合狀態(tài)，即在該狀態(tài)中初級(jí)端與次級(jí)側(cè)之間的耦合系數(shù)例如是k＝0.65或者更小。通過(guò)形成其比每個(gè)E型鐵芯CR1和CR2的其他兩個(gè)外磁柱更短的E型鐵芯CR1和CR2的內(nèi)磁柱而形成了間隙G。
順便說(shuō)一下，在將下述傳統(tǒng)的電源電路配置成可獲得例如大約25V的相對(duì)低的電平以作為次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平的情況下，對(duì)初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2的旋繞比進(jìn)行設(shè)置以便次級(jí)繞組N2的匝數(shù)顯著的要小一些，所述傳統(tǒng)的電源電路包括有其從在上文參考圖14所描述的電源電路起的一電流諧振型轉(zhuǎn)換器。在按照這種方式而將次級(jí)繞組N2的匝數(shù)設(shè)置成比初級(jí)繞組N1的匝數(shù)要顯著小的傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)中，將形成于隔離換流變壓器PIT鐵芯之中的間隙設(shè)置成例如1.0mm或者更小以便可獲得k＝0.75或者更大的耦合系數(shù)k。
換句話說(shuō)，在該實(shí)施例中，作為用于獲得相對(duì)低的電平以作為次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平的結(jié)構(gòu)，將隔離換流變壓器PIT的初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)之間的耦合度設(shè)置成比傳統(tǒng)電源電路要低。
回頭參考圖1，在隔離換流變壓器PIT中，上面參考圖2所描述的結(jié)構(gòu)可使初級(jí)繞組N1具有預(yù)定漏電感LI。此外，如上文所描述的，初級(jí)繞組N1與初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1串聯(lián)連接。因此，串聯(lián)諧振電路(初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路)是由初級(jí)繞組N1的漏電感LI和初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1的電容組成的。
此外，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路與開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)輸出點(diǎn)相連，并且因此，將開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)輸出傳送到初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路利用由此傳送到其上的開(kāi)關(guān)輸出來(lái)執(zhí)行諧振操作以可使電流諧振型的初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器進(jìn)行操作。
順便說(shuō)一下，根據(jù)上面的描述，利用圖1所示的初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器可得到在上文中所描述的通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L1-C1)的電流諧振型的操作以及通過(guò)初級(jí)側(cè)部分電壓諧振電路(Cp//L1)的部分電壓諧振操作。
換句話說(shuō)，將圖1所示的電源電路的初級(jí)側(cè)配置成使其使初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器為諧振型的的諧振電路與另一諧振電路組合在一起。在下文中將其是按照這種方式而由兩個(gè)諧振電路的組合所組成的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器簡(jiǎn)稱為“合成諧振型轉(zhuǎn)換器”。
在隔離換流變壓器PIT的次級(jí)繞組N2中激勵(lì)出(感生出)一交流電壓以響應(yīng)傳送到初級(jí)繞組N1上的開(kāi)關(guān)輸出。
在這種情況下，次級(jí)繞組N2是由其包括有圖1所示的次級(jí)繞組N2A以及另一次級(jí)繞組N2B的兩個(gè)繞阻組成的。次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A和另一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B的一端分別與次級(jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B串聯(lián)連接。
因此，次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路是由次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A的電容和次級(jí)繞組N2A的漏電感L2A組成的或者是由次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B的電容和次級(jí)繞組N2B的漏電感L2B組成的。換句話說(shuō)，在該實(shí)施例中，串聯(lián)諧振電路形成于隔離換流變壓器PIT的初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)的每一個(gè)之上。
應(yīng)當(dāng)注意的是在這種情況下將相等的匝數(shù)旋繞在次級(jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B上。此外，并且次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B具有相等的電容。
全波整流電路與每個(gè)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L2A-C2A、L2B-C2B)相連。全波整流電路是由按照?qǐng)D1所示方式而連接的整流二極管Do1A至Do4A或者整流二極管Do1B至Do4B組成的。通常按照?qǐng)D1所示方式而為兩個(gè)橋整流電路提供了單個(gè)平滑電容器Co。因此，全波整流平滑電路是由次級(jí)繞組N2A側(cè)的橋整流電路和平滑電容器Co組成的，并且另一全波整流平滑電路是由次級(jí)繞組N2B側(cè)的橋整流電路和平滑電容器Co組成的。
在全波整流電路中，在次級(jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B中所激勵(lì)的交流電壓的兩個(gè)半周期之一內(nèi)，每個(gè)橋整流電路的整流二極管組[Do1，Do4]通常使整流電流對(duì)平滑電容器Co進(jìn)行充電。在次級(jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B中所激勵(lì)的交流電壓的另一半周期之內(nèi)，整流二極管組[Do2，Do3]通常使整流電流對(duì)平滑電容器Co進(jìn)行充電。
因此，可獲得其與在次級(jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B中所激勵(lì)的交流電壓電平相對(duì)應(yīng)的一電平以作為平滑電容器Co兩端的電壓(次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo)。
應(yīng)當(dāng)注意的是在該實(shí)施例中形成有其每個(gè)全波整流電路的橋整流電路中，成對(duì)的肖特基勢(shì)壘二極管(TSD)有選擇的用于例如下述整流二極管Do1至Do4當(dāng)中的整流二極管組[Do1，Do3]和[Do2，Do4]的每一個(gè)，所述整流二極管Do1至Do4在彼此不同的半周期之內(nèi)執(zhí)行整流操作。尤其是，從圖1中的虛線所表示的每個(gè)框可以得知，在其與次級(jí)繞組N2A側(cè)相連的橋整流電路中，成對(duì)的肖特基勢(shì)壘二極管TSD1A有選擇的用于整流二極管Do1A和整流二極管Do3A。同時(shí)，成對(duì)的肖特基勢(shì)壘二極管TSD2A有選擇的用于整流二極管Do2A和整流二極管Do4A。
類似的，同樣在次級(jí)繞組N2B側(cè)上，成對(duì)的肖特基勢(shì)壘二極管TSD1B有選擇的用于整流二極管Do1B和Do3B，同時(shí)另一成對(duì)的肖特基勢(shì)壘二極管TSD2B有選擇的用于整流二極管Do2B和Do4B。
應(yīng)當(dāng)注意的是自然地整流二極管Do1至Do4可以單獨(dú)地由分離的部件組成。
將按照上述方式所獲得的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo提供給未示出的負(fù)載并且進(jìn)一步對(duì)其進(jìn)行分流且作為下文中所描述的控制電路1的檢測(cè)電壓而輸入。
此外，因?yàn)槊總€(gè)全波整流電路對(duì)各個(gè)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振輸出執(zhí)行整流平滑操作，并且次級(jí)側(cè)整流操作是電流諧振型的操作。具體地說(shuō)，整流電流波形包括其具有次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率的一正弦波。
根據(jù)上面的描述，該實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路包括位于初級(jí)側(cè)上的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L1-C1)以及初級(jí)側(cè)部分電壓諧振電路(L1//Cp)并且包括位于次級(jí)側(cè)上的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L2-C2)。
如上文中所描述的，雖然其是由下述兩個(gè)諧振電路組成的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器被稱為合成諧振型轉(zhuǎn)換器，所述這兩個(gè)諧振電路包括有諸如位于初級(jí)側(cè)上的一串聯(lián)諧振電路以及一部分電壓諧振電路，但是與該實(shí)施例的情況相同，其是由三個(gè)或更多諧振電路所組成的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器在下文中被稱為復(fù)諧振型轉(zhuǎn)換器。
提供了控制電路1以根據(jù)轉(zhuǎn)換頻率控制方法而使次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo穩(wěn)定。
在這種情況下控制電路1將其表示次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平變化的一檢測(cè)輸出提供給振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2，該檢測(cè)輸出作為檢測(cè)輸入而輸入到其上。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2以便為響應(yīng)輸入到其上的控制電路1的檢測(cè)輸出而改變轉(zhuǎn)換頻率。為此，內(nèi)部振蕩電路所產(chǎn)生的振蕩信號(hào)的頻率改變了。
因?yàn)殚_(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的轉(zhuǎn)換頻率改變了，因此初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振阻抗改變了，并且從隔離換流變壓器PIT的初級(jí)繞組N1傳送到次級(jí)繞組N2側(cè)的電能因此改變了以使次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平穩(wěn)定。
雖然在下文中對(duì)附圖進(jìn)行了描述，但是根據(jù)在該實(shí)施例的電源電路中所使用的轉(zhuǎn)換頻率控制方法，將其比下述中間諧振頻率更高的一頻率范圍設(shè)置為轉(zhuǎn)換頻率的變化范圍，所述中間諧振頻率取決于初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2。換句話說(shuō)，采用上側(cè)控制方法。
作為一般情況，串聯(lián)諧振電路在其諧振頻率表現(xiàn)出最小諧振阻抗。由此，在該實(shí)施例中采用其基于串聯(lián)諧振電路的諧振頻率的上側(cè)控制方法的情況下，因?yàn)檗D(zhuǎn)換頻率fs變得更高，因此將諧振阻抗設(shè)置成更高。
因此，當(dāng)負(fù)載變重并且次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo下降時(shí)，對(duì)轉(zhuǎn)換頻率進(jìn)行控制以便使其變低。這可使諧振阻抗降低并且使從初級(jí)側(cè)傳送到次級(jí)側(cè)的功率量增加，并且因此，次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo升高了。
另一方面，當(dāng)負(fù)載變重并且次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo升高時(shí)，對(duì)轉(zhuǎn)換頻率進(jìn)行控制以便使其變高。這可使諧振阻抗增加并且使功率傳送量降低，并且因此，次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo降低了。轉(zhuǎn)換頻率按照這種方式而改變以使次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo穩(wěn)定。
在其具有上述結(jié)構(gòu)的圖1的電源電路中，串聯(lián)諧振電路(初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L1-C1)和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L2-C2))位于初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)上。此外，如上文參考圖2所描述的，將隔離換流變壓器的初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)之間的耦合系數(shù)設(shè)置成等于預(yù)定值或者比其更小。
在該實(shí)施例中，因?yàn)椴捎蒙鲜鼋Y(jié)構(gòu)，因此其基于電流諧振型轉(zhuǎn)換器的電源電路實(shí)際上用作可準(zhǔn)備用于較寬范圍的一電源電路，該電源電路為響應(yīng)AC 100V型和AC 200V型的工業(yè)AC電源輸入而進(jìn)行操作。下面對(duì)其進(jìn)行詳細(xì)的描述。
圖3給出了圖1所示實(shí)施例的電源電路的等效電路，其中根據(jù)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路之間的關(guān)系來(lái)對(duì)該電源電路進(jìn)行研究。
參考圖3，示出了這樣一種隔離換流變壓器，即在該隔離換流變壓器中旋繞有具有預(yù)定匝數(shù)的其旋繞比為1∶n的初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2。此外，在圖3中，由耦合系數(shù)k來(lái)表示隔離換流變壓器PIT的初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)之間的耦合度。
隔離換流變壓器PIT的初級(jí)側(cè)包括有初級(jí)繞組N1的漏電感L11和初級(jí)繞組N1的激勵(lì)電感L1e。同時(shí)，隔離換流變壓器PIT的次級(jí)側(cè)包括有次級(jí)繞組N2的漏電感L21和次級(jí)繞組N2的激勵(lì)電感L2e。
在圖3所示的等效電路圖中，將轉(zhuǎn)換頻率fs的AC信號(hào)(頻率信號(hào))輸入到隔離換流變壓器PIT的初級(jí)側(cè)。換句話說(shuō)，輸入了初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器(開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2)的開(kāi)關(guān)輸出。
此外，在隔離換流變壓器PIT的初級(jí)側(cè)上，將轉(zhuǎn)換頻率fs的AC輸入提供給初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路被認(rèn)為是這樣的一電路，即在該電路中初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1和漏電感L1與初級(jí)繞組N1串聯(lián)連接并且激勵(lì)電感L1e與圖3所示的初級(jí)繞組N1并聯(lián)連接。
并且隔離換流變壓器PIT的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路被認(rèn)為是這樣的一電路，即在該電路中次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2和漏電感L21與次級(jí)繞組N2串聯(lián)連接并且類似的激勵(lì)電感L2e與次級(jí)繞組N2并聯(lián)連接。此外，在圖3中，將按照這種方式所形成的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的一輸出輸出到負(fù)載RL。在這里負(fù)載RL是次級(jí)側(cè)全波整流電路之后的電路和負(fù)載。
在其具有上述連接方案的圖3的等效電路中，在k表示隔離換流變壓器PIT的耦合系數(shù)并且L1表示初級(jí)繞組N1的自感的情況下，可通過(guò)下式來(lái)表示初級(jí)繞組N1的漏電感L11L11＝(1-k2)L1...(1)同時(shí)，通過(guò)下式來(lái)表示初級(jí)繞組N1的激勵(lì)電感L1eL1e＝k2×L1 ...(2)類似的，在L2表示次級(jí)繞組N2自感的情況下，可通過(guò)下式來(lái)表示次級(jí)繞組N2的漏電感L21以及激勵(lì)電感L2eL21＝(1-k2)L2...(3)L2e＝k2×L2 ...(4)在圖3所示的等效電路中，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路位于初級(jí)側(cè)上并且次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路通過(guò)隔離換流變壓器PIT的電磁感應(yīng)而位于次級(jí)側(cè)上。因此，可考慮圖3所示的電路以便形成通過(guò)電磁耦合的耦合型諧振電路。因此，次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的恒壓控制特征根據(jù)隔離換流變壓器PIT的耦合度(嚙合系數(shù)k)而不同。參考圖4對(duì)其進(jìn)行描述。
圖4給出了相對(duì)于一輸入(轉(zhuǎn)換頻率信號(hào))而言的在上文參考圖3所描述的等效電路的輸出特性。換句話說(shuō)，圖4給出了其作為與開(kāi)關(guān)頻率fs關(guān)系的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的控制特性。在圖4中，橫坐標(biāo)軸表示轉(zhuǎn)換頻率并且縱座標(biāo)軸表示次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平。
應(yīng)當(dāng)注意的是，雖然在圖4中示出了彼此重疊關(guān)系的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2，但是這表示可獲得類似特性曲線而與諧振頻率fo1和諧振頻率fo2的設(shè)定值無(wú)關(guān)。
在這里，假定將隔離換流變壓器PIT的耦合度設(shè)置成由耦合系數(shù)k＝1所表示的緊耦合狀態(tài)的耦合度。由此，通過(guò)將k＝1代入上文所給出的表達(dá)式(1)和(3)來(lái)表示這種情況下的初級(jí)繞組N1的漏電感L11以及次級(jí)繞組N2的漏電感L21L11＝L21＝0...(5)換句話說(shuō)，因?yàn)楦綦x換流變壓器PIT具有緊耦合狀態(tài)，因此表達(dá)式(5)表示初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2不具有漏電感。
處于隔離換流變壓器PIT的初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)具有緊耦合這種狀態(tài)下的恒壓控制特性是雙峰特性。在雙峰特性中，次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo呈現(xiàn)出峰值處于其與初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2不同的不同頻率f1和f2的每一個(gè)上。在這里，通過(guò)下式來(lái)表示頻率f1f1=f0/1+k···(6)]]>同時(shí)通過(guò)下式來(lái)表示頻率f2f2=f0/1-k···(7)]]>其中fo是初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2之間的一中間頻率。頻率fo取決于初級(jí)側(cè)的阻抗和次級(jí)側(cè)的阻抗以及初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)之間的共用阻抗(互耦電感M)。
通過(guò)下式來(lái)表示互耦電感MM=kL1×L2···(8)]]>另一方面，如果上文中所描述的耦合系數(shù)k隨著k＝1的狀態(tài)而逐漸減小，也就是說(shuō)如果松耦合度隨著緊耦合狀態(tài)而逐漸增加，那么圖4所示的特性曲線1呈現(xiàn)出這樣的變化，即逐漸失去了雙峰特性的趨向并且在中間諧振頻率fo附近變平。此后，當(dāng)耦合系數(shù)k降低到某個(gè)電平時(shí)，到達(dá)臨界耦合狀態(tài)。在該臨界耦合狀態(tài)中，如其表示中間共振頻率fo周圍的形狀變平的特性曲線2所示，雙峰特性曲線的趨向完全消失了。
如果耦合系數(shù)k進(jìn)一步從臨界耦合狀態(tài)而降低以使松耦合度加強(qiáng)，那么可獲得如圖4的特性曲線3所示的其呈現(xiàn)出峰值僅處于中間諧振頻率fo處的單峰特性，在對(duì)特性曲線3與特性曲線1和2進(jìn)行比較的情況下，可以得知雖然特性曲線3的峰值電平比特性曲線1和2的峰值電平要低，但是該特性曲線具有與其與二次函數(shù)曲線相類似的一曲線形狀相同的陡峭傾斜。
將該實(shí)施例中的隔離換流變壓器PIT設(shè)置成耦合系數(shù)k是k≤0.65這樣的松耦合狀態(tài)。對(duì)耦合系數(shù)k的設(shè)置提供了特性曲線3所示的單峰特性的操作。
在這里，如果實(shí)際上對(duì)圖4中所示的單峰特性與上文參考圖17所描述的現(xiàn)有技術(shù)的電源電路(圖14)的合成諧振型轉(zhuǎn)換器的恒壓控制特性彼此進(jìn)行比較，那么圖17中所示的特性具有其比圖4中所示的特性更加緩和的二次函數(shù)傾斜。
在圖14所示的電源電路中，因?yàn)樵谏鲜銮€中圖17所示的特性緩和，因此即使在電源電路準(zhǔn)備用于單范圍的狀態(tài)下，用于執(zhí)行次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的恒壓控制的轉(zhuǎn)換頻率的必要控制范圍例如是轉(zhuǎn)換頻率fs是fs＝80kHz至200kHz或更大并且轉(zhuǎn)換頻率fs的變化率Δfs是Δfs＝120kHz或更大。因此，如上文中所描述的，很難僅借助于轉(zhuǎn)換頻率控制的恒壓控制來(lái)使電源電路準(zhǔn)備用于較寬的范圍。
相反，根據(jù)該實(shí)施例中的恒壓控制特性，因?yàn)槠涫菆D4的特性曲線3所示的單峰特性，因此可獲得圖5中所示的恒壓控制操作。
參考圖5，分別給出了在AC輸入電壓VAC是VAC＝100V(AC 100V型)的情況下當(dāng)負(fù)載功率是最大負(fù)載功率Pomax和最小負(fù)載功率Pomin時(shí)的圖1所示實(shí)施例的電源電路的特性曲線A和B以及在AC輸入電壓VAC是VAC＝230V(AC 200V型)的情況下當(dāng)負(fù)載功率是最大負(fù)載功率Pomax和最小負(fù)載功率Pomin時(shí)的特性曲線C和D。
從圖5中可以得知，當(dāng)AC輸入電壓VAC是其與AC 100V型的輸入相對(duì)應(yīng)的VAC＝100V時(shí)，由？Δfs1來(lái)表示要將次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo固定為所需額定電平所必需的轉(zhuǎn)換頻率的變化控制范圍(必要控制范圍)。換句話說(shuō)，變化控制范圍(必要控制范圍)？Δfs1的范圍是從特性曲線A可呈現(xiàn)出額定電平tg的轉(zhuǎn)換頻率fs至特性曲線B可呈現(xiàn)出額定電平tg的轉(zhuǎn)換頻率fs。
另一方面，當(dāng)AC輸入電壓VAC是其與AC 200V型的輸入相對(duì)應(yīng)的VAC＝230V時(shí)，由？Δfs2來(lái)表示要將次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo固定為所需額定電平所必需的轉(zhuǎn)換頻率的變化控制范圍(必要控制范圍)。換句話說(shuō)，變化控制范圍(必要控制范圍)？Δfs2的范圍是從特性曲線C可呈現(xiàn)出額定電平tg的轉(zhuǎn)換頻率fs至特性曲線D可呈現(xiàn)出額定電平tg的轉(zhuǎn)換頻率fs。
如上文中所描述的，與二次函數(shù)的曲線相同的其即就是該實(shí)施例中的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的控制特性的單峰特性要比上文參考圖17所描述的控制特性更加陡峭。
因此，當(dāng)與圖17中所示的變化控制范圍(必要控制范圍)？Δfs相比較時(shí)，當(dāng)AC輸入電壓VAC是VAC＝100V并且VAC＝230V時(shí)的變化控制范圍(必要控制范圍)？Δfs1和？Δfs2顯著的降低了。例如，可獲得這樣的結(jié)果，即相對(duì)于實(shí)際上所獲得的圖17的變化控制范圍(必要控制范圍)Δfs而言實(shí)際上所測(cè)定的變化控制范圍(必要控制范圍)Δfs1和Δfs2降低為大約1/10或者更低。
此外，并且當(dāng)與圖17中所示的變化控制范圍(必要控制范圍)Δfs相比較，從必要控制范圍？Δfs1的最低轉(zhuǎn)換頻率(特性曲線A呈現(xiàn)出電平tg的轉(zhuǎn)換頻率fs)至變化控制范圍？Δfs2的最高轉(zhuǎn)換頻率(特性曲線D呈現(xiàn)出電平tg的轉(zhuǎn)換頻率fs)的頻率變化范圍(ΔfsA)顯著的降低了。
在這里，圖1所示實(shí)施例的電源電路中的實(shí)際頻率變化范圍ΔfsA充分的包括在該情況下的開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)1C(振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2)所準(zhǔn)備用于的轉(zhuǎn)換頻率的變化范圍之內(nèi)。尤其是，根據(jù)圖1所示的電源電路，實(shí)際上很容易將轉(zhuǎn)換頻率控制在頻率變化范圍？ΔfsA之內(nèi)。這意味著就AC 100V型和AC 200V型的工業(yè)AC電源輸入而言圖1所示的電源電路還可使次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo穩(wěn)定。換句話說(shuō)，僅通過(guò)開(kāi)關(guān)頻率控制即可使圖1所示的電源電路準(zhǔn)備用于較寬范圍。
順便說(shuō)一下，通過(guò)電磁耦合的耦合型諧振電路即就是這樣的技術(shù)，該技術(shù)用于在通信技術(shù)中擴(kuò)大其是由晶體管所組成的諸如中頻變壓器放大器這樣的放大電路的放大帶寬。然而，雖然在剛才所描述的領(lǐng)域中使用了通過(guò)松耦合的雙峰特性或者通過(guò)臨界耦合的平特性，但是未使用通過(guò)松耦合的單峰特性。在該實(shí)施例中，人們認(rèn)為在通過(guò)電磁耦合的耦合型諧振電路的技術(shù)中，在諧振型開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的領(lǐng)域中肯定地使用在通信技術(shù)領(lǐng)域中所未采用的通過(guò)松耦合的單峰特性。因此，可降低要使次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo穩(wěn)定所必需的轉(zhuǎn)換頻率的變化范圍(必要控制范圍)并且在轉(zhuǎn)換頻率控制中僅利用恒壓控制以使電源電路準(zhǔn)備用于較寬范圍。
應(yīng)當(dāng)注意的是，當(dāng)隔離換流變壓器PIT的初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)之間的松耦合度逐漸增加時(shí)，通過(guò)隔離換流變壓器PIT的功率損耗通常增加了，并且功率轉(zhuǎn)換效率顯著下降了。然而，在該實(shí)施例中，可獲得在下文中所描述的充分用于實(shí)際用途的功率轉(zhuǎn)換效率的特性。這會(huì)引起還在次級(jí)側(cè)上形成了串聯(lián)諧振電路(次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路)這樣的事實(shí)。
尤其是，在提供了次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的情況下，可提供下述次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的功率并且對(duì)通過(guò)松耦合的效率降低進(jìn)行補(bǔ)償，該功率包括通過(guò)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振操作所獲得的能量的增加量。
順便說(shuō)一下，在該實(shí)施例，如上文所描述的在初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)上形成了串聯(lián)諧振電路并且將初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)之間的耦合系數(shù)設(shè)置為預(yù)制電平或者更小以實(shí)現(xiàn)其準(zhǔn)備用于較寬范圍的一結(jié)構(gòu)。
然而，為大家所熟知的是在這種情況下如果就對(duì)初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)上的諧振電路的諧振頻率進(jìn)行設(shè)置而言未考慮到任何事情，那么不會(huì)實(shí)現(xiàn)使必要控制范圍？Δfs有利的減小或者不會(huì)獲得足夠的功率轉(zhuǎn)換效率。
因此，在該實(shí)施例中，從就諧振頻率的設(shè)置所進(jìn)行的實(shí)驗(yàn)的結(jié)果中，可以確定出按照下面的方式而相對(duì)于初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1來(lái)設(shè)置次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率。
尤其是，將諧振頻率fo2設(shè)置為諧振頻率fo1的大約0.9至1.1倍。
在這里，對(duì)諧振頻率fo1與諧振頻率fo2的設(shè)置之間的關(guān)系以及必要控制范圍fs和功率轉(zhuǎn)換效率進(jìn)行描述。
首先，在將諧振頻率fo1和諧振頻率fo2設(shè)置在某個(gè)頻率范圍之內(nèi)的條件下，眾所周知的是流向初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流1o的波形呈現(xiàn)出基本上的M形狀位于在每半周期所出現(xiàn)的其峰值附近。
此外眾所周知的是剛才所描述的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流1o的M狀峰值波形的電平隨諧振頻率(fo1，fo2)的設(shè)置值而變。
在這里，在圖6A圖6A至6C中示出了對(duì)于諧振頻率不同設(shè)置值而言的開(kāi)關(guān)元件Q2的開(kāi)關(guān)電流IQ2的波形，所述波形是在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流1o具有基本上的M狀波形的情況下所獲得的。
尤其是，圖6A給出了在對(duì)諧振頻率進(jìn)行設(shè)置以便具有fo1＞fo2的關(guān)系的情況下開(kāi)關(guān)電流IQ2的波形。同時(shí)，圖6B給出了在將諧振頻率fo2設(shè)置成是諧振頻率fo1的約0.9至1.1倍即fo1≈fo2時(shí)開(kāi)關(guān)電流IQ2的波形。此外，圖6C給出了在將諧振頻率fo1和fo2設(shè)置成fo1＜fo2的情況下開(kāi)關(guān)電流IQ2的波形。
在這里對(duì)其進(jìn)行描述以證實(shí)圖6A中的fo1＞fo2的設(shè)置是在fo2＜fo1×0.9的條件下所給出的。同時(shí)，圖6C中的fo1＜fo2的設(shè)置是在fo2＞fo1×1.1的條件下給出的。
從圖6A至6C中可以得知這樣的情況，即初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流1o的峰值波形具有基本上的M狀，并且開(kāi)關(guān)電流IQ2的波形具有位于其峰值周圍的基本上的M狀。這可以從初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流1o是開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)電流的綜合因素這樣的事實(shí)中得到確認(rèn)。
此外，從圖6A中可以看出基本上M狀波形的前半部分具有較高的電平。另一方面，在圖6C的波形中，后半部分具有較高的電平。換句話說(shuō)，在對(duì)諧振頻率fo1和諧振頻率fo2進(jìn)行設(shè)置以便滿足fo1＞fo2或fo1＜fo2的情況下，開(kāi)關(guān)電流IQ2的基本上M狀波形的峰值電平(即初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流1o)具有某個(gè)旁帶性(sidedness)。
另一方面，從圖6B的波形中可看出在對(duì)諧振頻率f01和f02進(jìn)行設(shè)置以便使其滿足fo1≈fo2的情況下，基本上M狀波形的峰值電平具有基本上相等的電平并且不具有旁帶性。換句話說(shuō)，在這種情況下，根據(jù)圖6A或6C的設(shè)置，雖然如上所述由于一個(gè)旁帶而使峰值電平之一較高，但是抑制了根據(jù)圖6B設(shè)置的峰值電平，因?yàn)樗鼈兓旧鲜潜舜讼嗟鹊?。從此還可表示出雖然由于上述一個(gè)旁帶而使圖6A和6C中的開(kāi)關(guān)電流IQ2的峰值電平在上升位置是4.0，但是圖6B中的開(kāi)關(guān)電流IQ2的峰值電平是3.4并且彼此相等。
在這里，在開(kāi)關(guān)電流IQ2的峰值電平(也就是說(shuō)，開(kāi)關(guān)電流IQ2的峰值電平)增加的情況下，開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)損耗增加了，這會(huì)導(dǎo)致功率轉(zhuǎn)換效率的降低。此外，因?yàn)樯鲜龀跫?jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的M狀峰值例如作為次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的變化部分，因此其增加則構(gòu)成了要使轉(zhuǎn)換頻率控制中的必要控制范圍(Δfs)提高的一因數(shù)。
由此，根據(jù)將諧振頻率fo1和fo2設(shè)置成fo1≈fo2的實(shí)施例，利用此如圖6B所示初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流1o的峰值電平最低，可有效的實(shí)現(xiàn)必要控制范圍fs的降低以及功率轉(zhuǎn)換效率的提高。
應(yīng)當(dāng)注意的是，雖然將上述諧振頻率fo2設(shè)置為fo2＝fo1×大約0.9至1.1以作為當(dāng)試圖實(shí)現(xiàn)上述效果時(shí)諧振頻率fo1與諧振頻率fo2之間的關(guān)系，但是可將諧振頻率fo1和fo2設(shè)置成這樣的值，即利用該值而從其看來(lái)似乎具有初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的M狀峰值波形中獲得相等的峰值電平。
順便說(shuō)一下，如上文參考圖1所描述的，在該實(shí)施例中，對(duì)兩個(gè)次級(jí)繞組N2A和N2B進(jìn)行旋繞以作為次級(jí)繞組N2，并且根據(jù)次級(jí)繞組N2的兩個(gè)輸出而產(chǎn)生了共用次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo。
采用剛才所描述的結(jié)構(gòu)的理由是想要降低次級(jí)側(cè)上的整流電流的峰值電平以便可使電源電路準(zhǔn)備用于重負(fù)載條件。
例如，如果假定在圖1所示的電路中僅旋繞一個(gè)次級(jí)繞組N2以便將次級(jí)側(cè)整流電流提供給相等負(fù)載，那么必須使次級(jí)側(cè)整流電流電平要高于使用圖1所示結(jié)構(gòu)情況下的次級(jí)側(cè)整流電流電平。這使整流元件的傳導(dǎo)損耗增加了并且使功率轉(zhuǎn)換效率降低了。
此外，因?yàn)榇渭?jí)側(cè)整流電路的峰值電平增加了，因此必須使次級(jí)側(cè)上的整流元件的耐流電平升高了。例如，如果省略了圖1所示結(jié)構(gòu)中的次級(jí)繞組N2B以及隨后整流電路，那么其形成了橋整流電路的成對(duì)肖特基勢(shì)壘二極管TSD1和TSD2必須是由例如40V/30A的耐高電流設(shè)備組成的。在使用剛才所描述的這種耐高電流設(shè)備的情況下，設(shè)備大小也相當(dāng)大，并且這會(huì)導(dǎo)致電路規(guī)模增加了。
應(yīng)當(dāng)注意的是，根據(jù)將圖1所示電路改進(jìn)為省去次級(jí)繞組N2B和成對(duì)肖特基勢(shì)壘二極管TSD1B和TSD2B這樣的實(shí)驗(yàn)，在AC輸入電壓VAC＝100V并且負(fù)載功率Po＝150W(次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo＝25V并且負(fù)載電流＝6A)的條件下，次級(jí)繞組電流12的峰值電平是32Ap-p。此外還獲得這樣的結(jié)果，即AC DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC DC是ηAC DC＝大約85％。
圖7和8給出了圖1所示電源電路的若干部分的操作波形示意圖。
尤其是，圖7和圖8給出了當(dāng)負(fù)載功率Po是Po＝150W(次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo＝25V并且負(fù)載電流＝6A)時(shí)的操作波形。進(jìn)一步尤其是，圖7給出了在AC輸入電壓VAC＝100V時(shí)的操作波形，同時(shí)圖8給出了在AC輸入電壓VAC＝230V時(shí)的操作波形。
應(yīng)當(dāng)注意的是在圖1所示的電路中，最大負(fù)載功率Pomax是上述負(fù)載功率Po＝150W。
為了獲得在圖7和圖8中所說(shuō)明的結(jié)果，按照下述方式來(lái)設(shè)置圖1中所示的電源電路的附屬部件。
首先，就隔離換流變壓器PIT而言，將EE型鐵芯的間隙G的間隙長(zhǎng)度設(shè)置為1.6mm，并且將初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2的匝數(shù)分別設(shè)置為N1＝42T和N2A＝N2B＝4T。通過(guò)所述結(jié)構(gòu)，隔離換流變壓器PIT本身的耦合系數(shù)k是k＝大約0.65。
同時(shí)，按照下述方式來(lái)設(shè)置其形成了初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路、次級(jí)側(cè)諧振電路、以及初級(jí)側(cè)部分電壓諧振電路的諧振電容器·初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1＝0.033uF·次級(jí)側(cè)諧振電路電容器C2A＝次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B＝1.0uF通過(guò)所述設(shè)置，可將諧振頻率fo1設(shè)置為大約60kHz并且將諧振頻率fo2設(shè)置為大約65kHz。換句話說(shuō)，在如上文所規(guī)定的“fo2＝fo1×(0.9至1.1)”的范圍之內(nèi)，將諧振頻率fo2設(shè)置為其是諧振頻率fo1的大約1.1倍。
應(yīng)當(dāng)注意的是，雖然將這種情況下的諧振頻率fo2設(shè)置為其比諧振頻率fo1更高的值，但是在按照這種方式而將諧振頻率fo2設(shè)置為更高的情況下，可將其用作次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的薄膜電容器的電容設(shè)置為相對(duì)低，并且可有選擇的使用價(jià)格低廉很多的薄膜電容器。換句話說(shuō)，可極大的降低電路的生產(chǎn)成本。
參考圖7和8，矩形波形的電壓V1表示開(kāi)關(guān)元件Q2的兩端電壓并且表示開(kāi)關(guān)元件Q2的開(kāi)/斷定時(shí)。
電壓V1具有這樣的波形，即該波形在開(kāi)關(guān)元件Q2進(jìn)行操行且導(dǎo)通的接通時(shí)期之內(nèi)呈現(xiàn)為0電平并且在開(kāi)關(guān)元件Q2不進(jìn)行操作的斷開(kāi)時(shí)期之內(nèi)箝位在整流平滑電壓Ei的電平。
在開(kāi)關(guān)元件Q2導(dǎo)通的時(shí)期之內(nèi)，圖7或8所示波形的開(kāi)關(guān)電流IQ2流向其是由開(kāi)關(guān)元件Q2和阻尼二極管DD2所組成的開(kāi)關(guān)電路系統(tǒng)。開(kāi)關(guān)電流IQ2在開(kāi)關(guān)元件Q2的斷開(kāi)時(shí)期之內(nèi)呈現(xiàn)出0電平。
此外，盡管圖7和8的任何一個(gè)中未示出，但是其他開(kāi)關(guān)元件Q1兩端的電壓以及流過(guò)其他開(kāi)關(guān)電路(Q1，DD1)的開(kāi)關(guān)電流分別具有通過(guò)使電壓V1和開(kāi)關(guān)電流IQ2的波形移動(dòng)180°而獲得的波形。換句話說(shuō)，開(kāi)關(guān)元件Q1和開(kāi)關(guān)元件Q2在相同周期時(shí)間執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作以便其交替開(kāi)/斷。
應(yīng)當(dāng)注意的是流過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L1-C1)的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io是其流過(guò)上述開(kāi)關(guān)電路(Q1，DD1)和(Q2，DD2)的開(kāi)關(guān)電流的組合部分。
此外，圖7還說(shuō)明了在這種情況下當(dāng)AC輸入電壓VAC是VAC＝100V時(shí)開(kāi)關(guān)電流IQ2的峰值電平是3.4Ap。同時(shí)，如圖8所示當(dāng)AC輸入電壓VAC是VAC＝230V時(shí)開(kāi)關(guān)電流IQ2的峰值電平是3.0Ap。
此后，響應(yīng)按照這種方式而流動(dòng)的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io，在裝配在隔離換流變壓器PIT次級(jí)側(cè)上的次級(jí)繞組N2B(還與次級(jí)繞組N2A側(cè)相類似)上感生出了其具有如圖7或8所示波形的交流電壓V2。交流電壓V2一個(gè)周期的長(zhǎng)度與初級(jí)側(cè)的開(kāi)關(guān)周期相對(duì)應(yīng)，并且交流電壓V2的峰值電平具有其基本上與圖7或圖8所示次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo的電平相對(duì)應(yīng)的被箝位在26V上的波形。
在交流電壓V2的兩個(gè)半周期之一內(nèi)，次級(jí)側(cè)上的整流二極管[Do1，Do4]進(jìn)行操行并且如上文所描述的整流電流流過(guò)整流二極管[Do1，Do4]。在交流電壓V2的另一半周期之內(nèi)，次級(jí)側(cè)上的整流二極管[Do2，Do3]進(jìn)行操作并且整流電流流過(guò)整流二極管[Do2，Do3]。此外，流過(guò)次級(jí)繞組[N2A，N2B]的次級(jí)繞組電流12是在交流電壓V2的每半周期流動(dòng)的整流電流的合成電流并且具有如圖7或8所示的波形。
如圖7或8所示，可獲得這樣的結(jié)果，即在圖7所示的VAC＝100V的AC輸入電壓VAC時(shí)次級(jí)繞組電流I2的峰值電平是8.0Ap，但是在圖8所示的VAC＝230V的AC輸入電壓VAC時(shí)次級(jí)繞組電流I2的峰值電平是6.5Ap。
簡(jiǎn)而言之，利用如上所述的其包括有一個(gè)次級(jí)繞組和一個(gè)整流電路的結(jié)構(gòu)，當(dāng)AC輸入電壓VAC是VAC＝100V時(shí)整流電流的峰值電平(正負(fù)峰值之間的電平)是32Ap-p，當(dāng)AC輸入電壓VAC是VAC＝100V時(shí)圖1電路中的整流電流的峰值電平(正負(fù)峰值之間的電平)是16Ap-p。
按照這種方式，根據(jù)圖1的結(jié)構(gòu)，整流電流的峰值電平表示其降至當(dāng)與使用單個(gè)次級(jí)繞組和單個(gè)整流電路這樣的另一情況相比較時(shí)的一半，并且因此，次級(jí)側(cè)上整流元件的傳導(dǎo)損耗降低了。因?yàn)榘凑者@種方式傳導(dǎo)損耗降低了，因此功率轉(zhuǎn)換效率提高了。
根據(jù)一實(shí)驗(yàn)，可獲得這樣的結(jié)果，即在負(fù)載功率Po＝150W并且AC輸入電壓VAC＝100V的條件下圖1所示電路的功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC是ηAC→DC＝大約88.％。
此外，可獲得這樣的結(jié)果，即在負(fù)載功率Po＝150W并且AC輸入電壓VAC＝230V的條件下圖1所示電路的功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC是ηAC→DC＝大約89.8％。
因?yàn)槿缟纤稣麟娏鞯姆逯惦娖浇档土?，因此整流元件的耐壓電平變低了。在圖1的電路中，因?yàn)榭色@得上述峰值電平，因此其具有40V/10A的耐電壓和電流特性的設(shè)備可有選擇的用于成對(duì)肖特基勢(shì)壘二極管TSD1和TSD2。簡(jiǎn)而言之，當(dāng)與其具有40V/30A的耐電壓和電流特性的上述設(shè)備相比較，因?yàn)榭捎羞x擇的使用較小大小的設(shè)備，因此該電路的大小顯著降低了。
如上所述，可將圖1所示實(shí)施例的電源電路配置成僅通過(guò)轉(zhuǎn)換頻率控制而準(zhǔn)備用于較寬范圍。
因此，不必再采用這樣的結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)為響應(yīng)工業(yè)AC電源的額定電平而對(duì)用于產(chǎn)生直流輸入電壓(Ei)的整流電路系統(tǒng)的整流操作進(jìn)行轉(zhuǎn)換或者使開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的類型在半橋耦合型與全橋耦合型之間轉(zhuǎn)換，以便可使電源電路準(zhǔn)備用于較寬范圍。
在消除了如上所述的對(duì)用于轉(zhuǎn)換電路的這種結(jié)構(gòu)的必要性的情況下，例如，平滑電容器Ci的數(shù)目降低為一個(gè)，并且開(kāi)關(guān)元件的數(shù)目降低為半橋耦合所至少必需的僅僅兩個(gè)。因此，可以預(yù)料到電路部件的數(shù)目、電路規(guī)模、以及開(kāi)關(guān)噪聲都顯著降低了。
此外，在消除了用于對(duì)電路進(jìn)行轉(zhuǎn)換的結(jié)構(gòu)的情況下，不必提供用于防止該轉(zhuǎn)換所涉及的誤操作的一特定結(jié)構(gòu)。此外就這點(diǎn)而言，可以預(yù)料到抑制了部件數(shù)目及成本的增加。此外，因?yàn)椴恍枰糜诜乐拐`操作的備用電源，因此可擴(kuò)大電源電路所應(yīng)用的裝置的范圍。
此外，為了實(shí)現(xiàn)上述實(shí)施例的優(yōu)點(diǎn)，僅需要次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器以作為最低程度的必要部分以將其添加到其包括有僅僅初級(jí)側(cè)上的串聯(lián)諧振電路的電流諧振型轉(zhuǎn)換器的傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)上。換句話說(shuō)，通過(guò)添加其數(shù)目要比下述情況所需的數(shù)目要小很多的部件可實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)備用于較寬范圍的結(jié)構(gòu)，所述情況即就是采用其基于傳統(tǒng)電路轉(zhuǎn)換方法的一結(jié)構(gòu)。
此外，在按照上文所述方法而使轉(zhuǎn)換頻率的必要控制范圍fs顯著降低的情況下，還可顯著提高恒壓控制的責(zé)任能力，而這與電源電路是準(zhǔn)備用于較寬范圍還是單個(gè)范圍無(wú)關(guān)。
尤其是，一些電子設(shè)備按照下述方式而利用其為響應(yīng)應(yīng)用到其上的負(fù)載而變化的負(fù)載功率Po來(lái)進(jìn)行操作，所述方式即就是以相對(duì)高的速度來(lái)在最大負(fù)載狀態(tài)與空載狀態(tài)之間進(jìn)行轉(zhuǎn)換(切換)。例如，其即就是個(gè)人計(jì)算機(jī)外部設(shè)備件之一的打印機(jī)是其作為剛才所描述的轉(zhuǎn)換負(fù)載而進(jìn)行操作的裝置之一。
例如，如果將如圖14所示的其具有相對(duì)寬必要控制范圍fs的電源電路并入到上述其作為轉(zhuǎn)換負(fù)載而進(jìn)行操作的一裝置中，那么如上文中所描述的執(zhí)行通過(guò)負(fù)載功率急劇變化之后的相應(yīng)的大變化來(lái)對(duì)轉(zhuǎn)換頻率fs的變化進(jìn)行控制。因此，很難實(shí)現(xiàn)高速響應(yīng)性的恒壓控制。
相反，利用該實(shí)施例的電源電路，因?yàn)槿缦挛闹兴枋龅挠绕涫窃诿總€(gè)單范圍的一區(qū)域之內(nèi)必要控制范圍fs顯著降低了，因此可以高速而使次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo穩(wěn)定以響應(yīng)最大負(fù)載狀態(tài)與空載狀態(tài)之間的負(fù)載功率Po的急劇變化。簡(jiǎn)而言之，可顯著的提高對(duì)轉(zhuǎn)換負(fù)載的恒壓控制的響應(yīng)性能。
順便說(shuō)一下，根據(jù)一實(shí)驗(yàn)，在上文中所描述的附屬部件的條件下，就在AC輸入電壓VAC＝100V時(shí)Po＝0至150W的負(fù)載功率Po的變化而言，轉(zhuǎn)換頻率fs是fs＝64.9至68kHz，并且因此，可獲得這樣的結(jié)果，即使用100V型的電源時(shí)圖1所示電路的必要控制范圍fs是fs＝3.1kHz。
另一方面，當(dāng)AC輸入電壓VAC是VAC＝230V時(shí)，就Po＝0至150W的負(fù)載功率Po的相同變化而言，轉(zhuǎn)換頻率fs是fs＝84.7-89.3kHz，并且因此，當(dāng)使用200V型的電源時(shí)，必要控制范圍fs是4.6kHz。
此外，在上述結(jié)果中，根據(jù)fs＝64.9至89.3kHz的轉(zhuǎn)換頻率fs，其可使電源電路準(zhǔn)備用于較寬范圍的頻率變化范圍fsA是fsA＝大約24.4kHz。
此外由此，可以得知與其需要數(shù)百kHz的傳統(tǒng)電源電路相比較，該實(shí)施例中的必要控制范圍顯著的降低了。
現(xiàn)在，參考圖9的電路圖對(duì)上文中所描述的第一實(shí)施例的修改示例的結(jié)構(gòu)進(jìn)行描述。
圖9所示的已修改電源電路與第一實(shí)施例的電源電路的不同之處在于初級(jí)側(cè)上的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)是從半橋耦合型轉(zhuǎn)換為全橋耦合型并且此外進(jìn)一步又提供了一次級(jí)繞組以便電源電路可準(zhǔn)備用于較重的負(fù)載狀態(tài)。
參考圖9，作為全橋耦合形式，開(kāi)關(guān)元件Q3和Q4的半橋接與開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2的半橋接并聯(lián)連接。
與開(kāi)關(guān)元件Q1和Q2一樣，開(kāi)關(guān)元件Q3和Q4具有阻尼二極管DD3和DD4，該阻尼二極管DD3和DD4是分別連接在其漏極-源極之間的體二極管。
此外，在這種情況下，其是由隔離換流變壓器PIT的初級(jí)繞組N1與初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1的串聯(lián)連接所組成的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路按照下面的方式而連接。
首先，其即就是初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路一端的初級(jí)繞組N1的一端(繞組開(kāi)始端)與位于開(kāi)關(guān)元件Q1源極與開(kāi)關(guān)元件Q2漏極之間的一節(jié)點(diǎn)相連。開(kāi)關(guān)元件Q1源極與開(kāi)關(guān)元件Q2漏極之間的節(jié)點(diǎn)用作全橋耦合的開(kāi)關(guān)電路系統(tǒng)的開(kāi)關(guān)輸出點(diǎn)之一。
同時(shí)，就初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的另一端部而言，初級(jí)繞組N1的另一端(繞組結(jié)束端)通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1的串聯(lián)連接而與位于開(kāi)關(guān)元件Q3源極與開(kāi)關(guān)元件Q4漏極之間的其用于另一開(kāi)關(guān)輸出點(diǎn)的一節(jié)點(diǎn)相連。
此外，在這種情況下，初級(jí)側(cè)部分諧振電容器Cp1并聯(lián)連接在開(kāi)關(guān)元件Q4的源極與漏極之間。此外初級(jí)側(cè)部分諧振電容器Cp1的電容與初級(jí)繞組N1的漏電感LI相協(xié)同以形成并聯(lián)諧振電路(部分電壓諧振電路)以便可獲得僅在斷開(kāi)開(kāi)關(guān)元件Q3和Q4斷開(kāi)時(shí)才出現(xiàn)電壓諧振這樣的部分電壓諧振操作。
在這種情況下振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2驅(qū)動(dòng)四個(gè)開(kāi)關(guān)元件，即開(kāi)關(guān)元件Q1至Q4。尤其是，振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)元件組[Q1，Q4]以及驅(qū)動(dòng)元件組[Q2，Q3]以使其交替的開(kāi)/斷轉(zhuǎn)換。
在這里，例如，如果負(fù)載狀態(tài)傾向于變得更大，那么流過(guò)開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的電流增加了并且此外電路部分上的負(fù)荷變得更大且此外功率損耗增加了。由此，如果采用上述全橋耦合，那么因?yàn)樗膫€(gè)開(kāi)關(guān)元件提供了必要負(fù)載電流，因此與其包括有兩個(gè)開(kāi)關(guān)元件的半橋耦合形式相比，每個(gè)元件上的負(fù)荷降低了，并且此外功率損耗降低了。這對(duì)于重負(fù)載狀態(tài)而言是有利的。
此外，圖9的電路包括有三個(gè)次級(jí)繞組即次級(jí)繞組N2A、另一次級(jí)繞組N2B、以及又一次級(jí)繞組N2C以作為次級(jí)繞組N2以便準(zhǔn)備用于重負(fù)載狀態(tài)。
與其與次級(jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B的連接相類似，次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2C還與所最新添加的次級(jí)繞組N2C串聯(lián)連接以形成相似的串聯(lián)諧振電路。此外，與其與次級(jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B相連的橋整流電路相類似，橋整流電路是由整流二極管Do1至Do4組成的。其與次級(jí)繞組N2C相連的橋整流電路的整流二極管Do1至Do4被分別稱為整流二極管Do1C至Do4C。
此外在這種情況下，應(yīng)當(dāng)注意的是成對(duì)的肖特基勢(shì)壘二極管TSD有選擇的用于整流二極管[Do1e，Do3C]與整流二極管[Do2C，Do4C]的每一個(gè)。在這種情況下，其起整流二極管[Do1e，Do3C]作用的成對(duì)肖特基勢(shì)壘二極管TSD被稱為成對(duì)肖特基勢(shì)壘二極管TSD1C，并且其起整流二極管[Do2C，Do4C]作用的成對(duì)肖特基勢(shì)壘二極管TSD被稱為成對(duì)肖特基勢(shì)壘二極管TSD2C。
此外在這種情況下，通過(guò)通常為三個(gè)整流電路所提供的單個(gè)平滑電容器Co來(lái)使三個(gè)整流電路的整流輸出平滑以產(chǎn)生次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo。
根據(jù)所述結(jié)構(gòu)，與圖1所示的情況相比較，可進(jìn)一步降低流過(guò)次級(jí)側(cè)的整流電流電平。
換句話說(shuō)，可有效的抑制重負(fù)載狀態(tài)下的功率轉(zhuǎn)換效率的降低。因此，還就這點(diǎn)而言，該電源電路可準(zhǔn)備用于較重的負(fù)載狀態(tài)。
應(yīng)當(dāng)注意的是，特別根據(jù)圖9的電路結(jié)構(gòu)，相對(duì)于Po＝0至300W的負(fù)載功率Po的變化而言可保持足以用于實(shí)際用途的電源轉(zhuǎn)換效率。
圖10給出了對(duì)第一實(shí)施例電源電路的另一修改。
圖10所示的已修改電源電路與圖1所示電源電路的不同之處在于圖1所示的次級(jí)側(cè)結(jié)構(gòu)中省略了其與次級(jí)繞組之一相連的整流電路。
尤其是，在這種情況下，例如，省略了其與次級(jí)繞組N2A側(cè)相連的橋整流電路(成對(duì)肖特基勢(shì)壘二極管TSD1A和TSD2A)，并且與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A相鄰的其是由次級(jí)繞組N2A和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A所組成的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的端部與其與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B相鄰的由次級(jí)繞組N2B和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B所組成的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的端部相連。
此外，其是由次級(jí)繞組N2A和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A所組成的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的另一端部與其是由次級(jí)繞組N2B和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B所組成的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的另一端部相連。
根據(jù)所述連接方案，其是由成對(duì)肖特基勢(shì)壘二極管TSD1B和TSD2B所組成的普通橋整流電路與并聯(lián)連接的次級(jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B相連。
根據(jù)上述圖10的結(jié)構(gòu)，因?yàn)槭÷粤藘蓚€(gè)橋整流電路之一，因此可降低元件數(shù)目以實(shí)現(xiàn)小型化電路。
在這種情況下，因?yàn)榇渭?jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B并聯(lián)連接，因此與使用單個(gè)次級(jí)繞組的情況相比，可降低當(dāng)相同負(fù)載提供有次級(jí)繞組電流時(shí)的次級(jí)繞組電流電平，并且可顯著的抑制效率的降低。
然而，在這種情況下，與圖1的電路相比，因?yàn)榱鬟^(guò)整流元件的電流電平彼此相等，因此存在使這種情況下的肖特基勢(shì)壘二極管TSD1B和TSD2B的耐流電平增加這樣的必要性。
在這里對(duì)其進(jìn)行描述以確認(rèn)可將圖1或者圖10所示的次級(jí)側(cè)結(jié)構(gòu)與上面參考圖9所描述的其是由初級(jí)側(cè)所組成的全橋耦合結(jié)構(gòu)組合在一起。
圖11給出了本發(fā)明所應(yīng)用的另一開(kāi)關(guān)電源電路結(jié)構(gòu)的一示例。
該第二實(shí)施例的電源電路具有與第一實(shí)施例的電源電路相類似的基本結(jié)構(gòu)，并且包括有一倍壓器整流電路以作為次級(jí)側(cè)上的整流電路。
此外與圖1所示的電路相類似，圖11所示的電路可準(zhǔn)備用于負(fù)載功率Po＝150至0W(次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo＝25V)的狀態(tài)。
參考圖11，為次級(jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B的每一個(gè)提供了中間抽頭以將次級(jí)繞組N2A和N2B分別劃分成次級(jí)繞組部分N2A1和N2A2以及次級(jí)繞組部分N2B1和N2B2。在這種情況下，次級(jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B的中間抽頭與次級(jí)側(cè)地接地。
首先，在次級(jí)繞組N2A側(cè)，其即就是次級(jí)繞組N2A繞組開(kāi)始端部的次級(jí)繞組部分N2A1側(cè)的一端部通過(guò)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A1的串聯(lián)連接而與位于整流二極管Do1A的陽(yáng)極與整流二極管Do2A的陰極之間的一節(jié)點(diǎn)相連。
同時(shí)，其即就是次級(jí)繞組N2A繞組結(jié)束端部的次級(jí)繞組部分N2A2側(cè)的一端部通過(guò)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A2的串聯(lián)連接而與位于整流二極管Do3A的陽(yáng)極與整流二極管Do4A的陰極之間的一節(jié)點(diǎn)相連。
此外，位于整流二極管Do1A與整流二極管Do3A的陰極之間的節(jié)點(diǎn)與平滑電容器Co的正端子相連。此外在這種情況下，位于整流二極管Do2A與Do4A之間的節(jié)點(diǎn)與次級(jí)側(cè)地相連。同時(shí)，平滑電容器Co的負(fù)端子與次級(jí)側(cè)地相連。
另一方面，在次級(jí)繞組N2B側(cè)，圖11所示的次級(jí)繞組部分N2B1、次級(jí)繞組部分N2B2、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B1、另一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B2、以及整流二極管Do1B至Do4B按照與次級(jí)繞組部分N2A1、次級(jí)繞組部分N2A2、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A1、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A2以及整流二極管Do1A至Do4A的連接方案相類似的連接方案而連接。
此外，還在這種情況下，位于整流二極管Do1B的陰極與整流二極管Do3B的陰極之間的節(jié)點(diǎn)與平滑電容器Co的正端子相連。
應(yīng)當(dāng)注意的是，還在這種情況下，對(duì)于整流二極管Do1和Do3以及整流二極管Do2和Do4而言，與圖1的電源電路相類似，有選擇的使用成對(duì)肖特基勢(shì)壘二極管TSD(TSD1A，TSD2A，TSD1B，TSD2B)。
在上述連接方案中所構(gòu)成的倍壓器全波整流電路執(zhí)行以下整流操作。
首先，在次級(jí)繞組N2A側(cè)和次級(jí)繞組N2B側(cè)，將倍壓器全波整流電路劃分成其是由[次級(jí)繞組部分N2A1、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A1、整流二極管Do1A和Do2A]和[次級(jí)繞組部分N2B1、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B1、整流二極管Do1B和Do2B]所組成的第一倍壓器半波整流電路以及其是由[次級(jí)繞組部分N2A2、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A2、整流二極管Do3A和Do4A]和[次級(jí)繞組部分N2B2、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B2、整流二極管Do3B和Do4B]所組成的第二倍壓器半波整流電路。
此外，在第一倍壓器半波整流電路中，因?yàn)樾纬捎衃次級(jí)繞組部分N2A1-次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A1]和[次級(jí)繞組部分N2B1-次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B1]的串聯(lián)連接電路，第一次級(jí)側(cè)諧振電路由次級(jí)繞組部分N2A1的漏電感部件(L2A1)和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A1的電容以及由由次級(jí)繞組部分N2B1的漏電感部件(L2B1)和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B1的電容形成。
類似地，在第二倍壓器半波整流電路中，因?yàn)樾纬捎衃次級(jí)繞組部分N2A2-次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A2]和[次級(jí)繞組部分N2B2-次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B2]的串聯(lián)連接電路，第二次級(jí)側(cè)諧振電路由第二繞組部分N2A2的漏電感部件(L2A2)和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A2的電容以及由由第二繞組部分N2B2的漏電感部件(L2B2)和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B2的電容形成。
因此第一倍壓器半波整流電路執(zhí)行以下整流操作。
首先，對(duì)次級(jí)繞組N2A側(cè)上的整流操作進(jìn)行描述。在次級(jí)繞組N2A上所感生的交流電壓的兩個(gè)半周期之一內(nèi)，整流電流沿著次級(jí)繞組部分N2A1-整流二極管Do2A-次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A1的路線而流動(dòng)以便其向次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A1充電。通過(guò)這種情況下的整流操作，可在次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A1的兩端之間產(chǎn)生其電平與在次級(jí)繞組部分N2A1上所感生的交流電壓相等的一電壓。
此后，在次級(jí)繞組N2A的交流電壓的另一半周期的下一時(shí)期之內(nèi)，整流電流沿著次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A1-整流二極管Do1A-平滑電容器Co的路線而流動(dòng)。此時(shí)，在下述狀態(tài)下執(zhí)行對(duì)平滑電容器Co的充電，所述狀態(tài)即就是整流操作在次級(jí)繞組N2A的交流電壓的前一半周期之內(nèi)所獲得的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A1兩端的電壓疊加在次級(jí)繞組部分N2A1的感生電壓上。
因此，在平滑電容器Co兩端之間產(chǎn)生了其等于次級(jí)繞組部分N2A1的交流電壓兩倍的一電壓。
此外次級(jí)繞組N2B側(cè)上的第一倍壓器半波整流電路按照與上述相類似的方式進(jìn)行操作。
尤其是，在次級(jí)繞組N2A(次級(jí)繞組N2B)的交流電壓的兩個(gè)半周期之一的時(shí)期之內(nèi)，產(chǎn)生了其電平與次級(jí)繞組部分N2A1(次級(jí)繞組部分N2B1)的交流電壓相等的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A1(C2B1)兩端的電壓。此后，在次級(jí)繞組N2A(次級(jí)繞組N2B)的交流電壓的另一半周期的時(shí)期之內(nèi)，由次級(jí)繞組部分N2A1(次級(jí)繞組部分N2B1)的交流電壓的疊加電平和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A1(C2B1)兩端的電壓來(lái)對(duì)平滑電容器Co進(jìn)行充電。因此，在平滑電容器Co兩端之間產(chǎn)生了其等于次級(jí)繞組N2A(N2B)的交流電壓兩倍的一電壓，按照這種方式，次級(jí)繞組N2B側(cè)上的第一倍壓器半波整流電路還執(zhí)行電壓倍加器半波整流操作。
應(yīng)當(dāng)注意的是，在上述倍壓器半波整流操作中，電流在每半周期在正負(fù)方向上流動(dòng)。第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路為響應(yīng)該電流而執(zhí)行一諧振操作。
同時(shí)，第二倍壓器半波整流電路包括[次級(jí)繞組部分N2A2、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A2、整流二極管Do3A和Do4A]與[次級(jí)繞組部分N2B2、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B2、整流二極管Do3B和Do4B]的串聯(lián)連接電路并且與第一倍壓器半波整流電路相類似，在其移動(dòng)了從第一倍壓器半波整流電路的整流操作起的半周期的循環(huán)時(shí)間執(zhí)行倍壓器半波整流操作。此外，通過(guò)剛才所描述的整流操作，第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路執(zhí)行一諧振操作。
因?yàn)閳?zhí)行這種整流操作，因此在次級(jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B的交流電壓的每半周期內(nèi)第一電壓倍加器半波整流電路反復(fù)執(zhí)行對(duì)平滑電容器Co進(jìn)行充電并且第二倍壓器半波整流電路反復(fù)執(zhí)行對(duì)平滑電容器Co進(jìn)行充電。
簡(jiǎn)而言之，其與次級(jí)繞組N2A相連的整個(gè)整流電路執(zhí)行在下述一個(gè)半波的時(shí)期之內(nèi)執(zhí)行對(duì)平滑電容器Co進(jìn)行充電的倍壓器全波整流操作，在所述時(shí)期之內(nèi)次級(jí)繞組N2A的交流電壓是正的/負(fù)的并且其充電電勢(shì)等于在次級(jí)繞組部分N2A1和N2A2上所感生的交流電壓的兩倍。此外其與次級(jí)繞組N2B相連的整個(gè)整流電路執(zhí)行在下述一個(gè)半周期的時(shí)期之內(nèi)執(zhí)行對(duì)平滑電容器Co進(jìn)行充電的倍壓器全波整流操作，在所述時(shí)期之內(nèi)次級(jí)繞組N2B的交流電壓是正的/負(fù)的并且其充電電勢(shì)等于在次級(jí)繞組部分N2B1和N2B2上所感生的交流電壓的兩倍。
通過(guò)所述整流操作，在平滑電容器Co兩端之間可獲得其即就是下述已整流平滑電壓的次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo，所述已整流平滑電壓等于在次級(jí)繞組部分N2A1和N2A2以及N2B1和N2B2上所感生的交流電壓的兩倍。
應(yīng)當(dāng)注意的是按照下述方式而有選擇的對(duì)圖11所示第二實(shí)施例的電源電路的附屬元件進(jìn)行設(shè)置·隔離換流變壓器PIT間隙G＝1.6mm，耦合系數(shù)＝0.65·初級(jí)繞組N1＝42T·次級(jí)繞組N2A＝N2A1+N2A2＝2T+2T＝4T·次級(jí)繞組N2B＝N2B1+N2B2＝2T+2T＝4T·初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1＝0.033uF·次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A1＝C2A2＝C2B1＝C2B2＝1.0pF簡(jiǎn)而言之，此外在第二實(shí)施例中，例如為了將耦合系數(shù)k設(shè)置為k＝大約0.65mm，則與圖1所示第一實(shí)施例的電源電路相類似，將形成于圖2所示結(jié)構(gòu)的隔離換流變壓器PIT的鐵芯的內(nèi)磁柱之中的間隙G的間隙長(zhǎng)度設(shè)置為大約1.6mm，這可實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)備用于較寬范圍的結(jié)構(gòu)。
此外，通過(guò)如上文中所描述的對(duì)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的設(shè)置，同樣在這種情況下，將諧振頻率fo1設(shè)置為fo1＝大約60kHz并且將諧振頻率fo2設(shè)置為fo2＝大約65kHz。換句話說(shuō)，將諧振頻率fo1和fo2設(shè)置成諧振頻率fo2保持在fo2＝fo1x大約0.9至1.1的范圍之內(nèi)以便初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流1o的基本上M狀波形的峰值電平彼此相等。因此，可以預(yù)料到功率轉(zhuǎn)換效率進(jìn)一步提高了并且必要控制范圍有效的降低了。
并且在這種情況下，因?yàn)閮蓚€(gè)次級(jí)繞組旋繞在隔離換流變壓器PIT上以便由兩個(gè)次級(jí)繞組的輸出而產(chǎn)生次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo，因此可使次級(jí)側(cè)上的整流電流電平顯著的降低，這對(duì)于重負(fù)載狀態(tài)是非常有利的。
此外，還在這種情況下，因?yàn)橐种屏舜渭?jí)側(cè)上的整流電流的電平，因此可有選擇的使40V/10A的小型封裝部件用于成對(duì)肖特基勢(shì)壘二極管TSD。
順便說(shuō)一下，在上述附屬元件的所選狀態(tài)下進(jìn)行試驗(yàn)，并且從第二實(shí)施例的電路中得到了就功率轉(zhuǎn)換效率和轉(zhuǎn)換頻率fs而言的隨后結(jié)果。
首先，在負(fù)載功率Po＝150W的最大負(fù)載時(shí)AC輸入電壓VAC＝100V的狀態(tài)下，ηAC→DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC是ηAC→DC＝88.0％。
同時(shí)，在負(fù)載功率Po＝150W時(shí)AC輸入電壓VAC＝230V的狀態(tài)下，ηAC→DC功率轉(zhuǎn)換效率ηAC→DC是ηAC→DC＝89.5％。
另一方面，就負(fù)載功率Po＝0至150W的變化而言，在AC輸入電壓VAC＝100V時(shí)轉(zhuǎn)換頻率fs是fs＝63.5至66.9kHz，并且當(dāng)使用AC 100V型的工業(yè)電源時(shí)必要控制范圍fs是大約3.4kHz。
同時(shí)，就相同負(fù)載變化而言在AC輸入電壓VAC＝230V時(shí)轉(zhuǎn)換頻率fs是fs＝83.6至88.5kHz，并且當(dāng)使用200V型的工業(yè)電源時(shí)必要控制范圍fs是大約4.9kHz。
由此結(jié)果可知，根據(jù)上面所指定的切換頻率63.5至88.5，當(dāng)圖11的電路準(zhǔn)備用于較寬范圍時(shí)的必要控制范圍fsA是fsA＝大約25kHz。
從上述結(jié)果中可知，同樣在第二實(shí)施例中，當(dāng)電源電路準(zhǔn)備用于較寬范圍時(shí)的必要控制范圍fs充分的包括在現(xiàn)有開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)1C的頻率變化范圍之內(nèi)，并且在實(shí)際用途的電平可實(shí)現(xiàn)其通過(guò)轉(zhuǎn)換頻率變化控制而可準(zhǔn)備用于較寬范圍的一結(jié)構(gòu)。
此外，同樣在這種情況下，在使用AC 100V型和AC 200V型的工業(yè)電源情況下的必要控制范圍fs低于5kHz，并且可以認(rèn)識(shí)到可顯著的提高對(duì)開(kāi)關(guān)負(fù)載的高速轉(zhuǎn)換響應(yīng)性。
圖12給出了作為第二實(shí)施例的電源電路的修改的一電源電路的結(jié)構(gòu)。
通常將已修改的電源電路配置成使用次級(jí)側(cè)上的整流電路是圖11所示的倍壓器半波整流電路這樣的結(jié)構(gòu)以作為基本結(jié)構(gòu)。此外，將已修改電源電路配置成與第一實(shí)施例的修改相類似將初級(jí)側(cè)上的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)設(shè)置為整橋耦合型的結(jié)構(gòu)，并且類似的將次級(jí)繞組N2C添加到次級(jí)側(cè)上以便由總共三個(gè)初級(jí)繞組的輸出產(chǎn)生了次級(jí)側(cè)DC輸出電壓Eo。
尤其是，在這種情況下的次級(jí)側(cè)上，如圖12所示將次級(jí)繞組N2C(次級(jí)繞組部分N2C1和次級(jí)繞組部分N2C2)添加到隔離換流變壓器PIT上，并且次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2C1、另一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2C2、以及整流二極管Do1C至Do4C按照其與圖11所示次級(jí)繞組相連的整流電路相類似的一連接方案而與次級(jí)繞組N2C相連以形成倍壓器半波整流電路。
同樣利用對(duì)上述第二實(shí)施例的修改結(jié)構(gòu)，與圖9所示的電路相類似，電源電路可準(zhǔn)備用于較重的負(fù)載狀態(tài)。例如，同樣在這種情況下，可使實(shí)際上的有用功率轉(zhuǎn)換效率保持在負(fù)載功率Po＝0至300W的范圍之內(nèi)。
圖13給出了對(duì)第二實(shí)施例的另一修改的結(jié)構(gòu)。
通常將圖13的修改電源電路配置成圖11所示的電路結(jié)構(gòu)用作其基本結(jié)構(gòu)并且與圖10的所示的對(duì)第一實(shí)施例的修改相同，省略其是由整流二極管Do1A至Do4A所組成的橋整流電路，同時(shí)僅僅由其是由整流二極管Do1B至Do4B所組成的橋整流電路來(lái)對(duì)次級(jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B所獲得的交流電壓進(jìn)行整流。
尤其是，在圖11所示的電路中省略了其是由整流二極管Do1A至Do4A所組成的橋整流電路，并且次級(jí)繞組N2A的繞組開(kāi)始端部(次級(jí)繞組部分N2A1側(cè)上的端部)通過(guò)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A1而與位于整流二極管D01B和D02B之間的一節(jié)點(diǎn)相連。此外，次級(jí)繞組N2A的繞組結(jié)束端部(次級(jí)繞組部分N2A2側(cè)上的端部)通過(guò)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A2的串聯(lián)連接而與位于整流二極管Do3B與Do4B之間的一節(jié)點(diǎn)相連。
并且利用對(duì)第二實(shí)施例的改進(jìn)，因?yàn)榭墒÷砸粋€(gè)橋整流電路，因此可以預(yù)料到電路區(qū)域減小了，并且在這種情況下，因?yàn)榇渭?jí)繞組N2包括關(guān)聯(lián)連接的次級(jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B這兩個(gè)次級(jí)繞組，因此改進(jìn)的電源電路更進(jìn)一步的有利于重負(fù)載狀態(tài)。
應(yīng)當(dāng)注意的是圖11所示第二實(shí)施例的電源電路以及圖13所示的改進(jìn)的電源電路可采用圖12所示的全橋耦合形式的結(jié)構(gòu)。
應(yīng)當(dāng)注意的是本發(fā)明并不局限于上述實(shí)施例及其改進(jìn)。
例如，隔離換流變壓器PIT具有其從鐵心式起的適當(dāng)改進(jìn)結(jié)構(gòu)。
此外，雖然在上文結(jié)合該實(shí)施例所描述的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器基于分激電流諧振型轉(zhuǎn)換器，但是它們另外也可是通過(guò)利用例如自激電流諧振型轉(zhuǎn)換器而形成的。此外，并且對(duì)于開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器中所有選擇使用的開(kāi)關(guān)元件而言，可以采用除MOS-FET之外的諸如雙極性晶體管或IGBT(絕緣柵雙極性晶體管)這樣的元件。
此外，并且根據(jù)實(shí)際情況等等還可適當(dāng)改變?cè)谏衔闹兴枋龅慕M件的常數(shù)等等。
此外，作為準(zhǔn)備用于重負(fù)載的結(jié)構(gòu)，用于接收工業(yè)AC電源AC(AC輸入電壓VAC)以作為其輸入以產(chǎn)生已整流平滑電壓Ei的整流電路系統(tǒng)是由其可產(chǎn)生下述已整流平滑電壓Ei的一倍壓器半波整流電路組成的，所述已整流的平滑電壓Ei具有其與AC輸入電壓VAC的兩倍相等的一電平。然而，僅應(yīng)用下述結(jié)構(gòu)以作為只準(zhǔn)備用于AC 100V型的單個(gè)范圍的一結(jié)構(gòu)，在所述結(jié)構(gòu)中將用于產(chǎn)生整流平滑電壓Ei的整流平滑電路系統(tǒng)構(gòu)造成電壓倍加器整流電路。
雖然利用專用名詞已對(duì)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例進(jìn)行了描述，但是該描述僅是示例性目的，并且應(yīng)該知曉得是在不脫離下述權(quán)利要求的精神和范圍的情況下可對(duì)其做出改變和變化。
權(quán)利要求
1.一種開(kāi)關(guān)電源電路，包括開(kāi)關(guān)裝置，該開(kāi)關(guān)裝置包括有用于接收作為其輸入的DC輸入電壓以執(zhí)行開(kāi)關(guān)的一開(kāi)關(guān)元件；開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置，該開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置用于對(duì)開(kāi)關(guān)元件操作進(jìn)行開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)；一隔離換流變壓器，該隔離換流變壓器是通過(guò)對(duì)一初級(jí)繞組和多個(gè)次級(jí)繞組進(jìn)行旋繞而形成的，所述初級(jí)繞組提供有通過(guò)所述開(kāi)關(guān)裝置的開(kāi)關(guān)操作所獲得的一開(kāi)關(guān)輸出，并且在所述多個(gè)次級(jí)繞組的每一個(gè)中通過(guò)所述初級(jí)繞組可感生出交流電壓；一初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，該初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路至少是由所述隔離換流變壓器的所述初級(jí)繞組的漏電感部件以及其與所述初級(jí)繞組串聯(lián)連接的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的電容組成的以便對(duì)第一諧振頻率進(jìn)行設(shè)置以可使所述開(kāi)關(guān)裝置的操作為電流諧振型；多個(gè)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，這多個(gè)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的每一個(gè)是至少由所述隔離換流變壓器的所述多個(gè)次級(jí)繞組之一的漏電感部件以及其與多個(gè)次級(jí)繞組串聯(lián)連接的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的電容組成的以便對(duì)第二諧振頻率進(jìn)行設(shè)置；次級(jí)側(cè)DC輸出電壓產(chǎn)生裝置，該次級(jí)側(cè)DC輸出電壓產(chǎn)生裝置用于對(duì)所述次級(jí)繞組所獲得的AC電壓執(zhí)行整流操作并且借助于共用次級(jí)側(cè)平滑電容器而使所述多個(gè)次級(jí)繞組的整流輸出平滑以產(chǎn)生一次級(jí)側(cè)DC輸出電壓；以及恒壓控制裝置，該恒壓控制裝置為響應(yīng)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓電平而對(duì)所述開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置進(jìn)行控制以對(duì)所述開(kāi)關(guān)裝置的轉(zhuǎn)換頻率進(jìn)行調(diào)節(jié)以對(duì)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓執(zhí)行恒壓控制，其中所述隔離換流變壓器進(jìn)一步包括一鐵芯，該鐵芯具有形成于其預(yù)定位置上的一間隙，該間隙具有所設(shè)置的間隙長(zhǎng)度，以便當(dāng)將其具有轉(zhuǎn)換頻率的頻率信號(hào)輸入到電磁耦合型諧振電路上時(shí)其是由初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路所組成的電磁耦合型諧振電路的輸出特性變成單峰值特性。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的開(kāi)關(guān)電源電路，其中將第一和第二諧振頻率設(shè)置成其看起來(lái)具有流向所述初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流的兩個(gè)基本M狀的峰值波形具有彼此相等的峰值電平。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的開(kāi)關(guān)電源電路，其中將所述次級(jí)側(cè)DC輸出電壓產(chǎn)生裝置構(gòu)造成為每個(gè)所述次級(jí)繞組提供了一整流電路，并且由共用次級(jí)側(cè)平滑電容器來(lái)使多個(gè)整流電路的整流輸出平滑以產(chǎn)生次級(jí)側(cè)DC輸出電壓。
4.根據(jù)權(quán)利要求3的開(kāi)關(guān)電源電路，其中所述次級(jí)側(cè)DC輸出電壓產(chǎn)生裝置包括一橋整流電路以作為整流電路。
5.根據(jù)權(quán)利要求1的開(kāi)關(guān)電源電路，其中所述次級(jí)側(cè)DC輸出電壓產(chǎn)生裝置包括用于對(duì)所述多個(gè)次級(jí)繞組所獲得的交流電壓執(zhí)行整流操作的一共用整流電路，并且由所述次級(jí)側(cè)平滑電容器來(lái)使所述共用整流電路的整流輸出平滑以產(chǎn)生次級(jí)側(cè)DC輸出電壓。
6.根據(jù)權(quán)利要求5的開(kāi)關(guān)電源電路，其中所述次級(jí)側(cè)DC輸出電壓產(chǎn)生裝置包括一橋整流電路以作為整流電路。
7.根據(jù)根據(jù)權(quán)利要求1的開(kāi)關(guān)電源電路，其中為所述每個(gè)次級(jí)繞組均提供了一中間抽頭以將次級(jí)繞組劃分成第一次級(jí)繞組部分和第二次級(jí)繞組部分，并且將所述次級(jí)側(cè)DC輸出電壓產(chǎn)生裝置構(gòu)造成倍壓器全波整流電路，該倍壓器全波整流電路包括第一倍壓器半波整流電路，其中第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路是由每個(gè)第一次級(jí)繞組部分的漏電感部件和第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的電容組成的并且所需整流二極管和所述次級(jí)側(cè)平滑電容器與第一次級(jí)繞組部分和第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的每個(gè)串聯(lián)連接電路相連以便執(zhí)行倍壓器半波整流操作；以及第二倍壓器半波整流電路，其中第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路是由每個(gè)第二次級(jí)繞組部分的漏電感部件和第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的電容組成的并且所需整流二極管和所述次級(jí)側(cè)平滑電容器與第二次級(jí)繞組部分和第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的每個(gè)串聯(lián)連接電路相連以便執(zhí)行倍壓器半波整流操作，其中所述倍壓器全波整流電路交替的在所述多個(gè)次級(jí)繞組上所感生的交流電壓的半周期時(shí)間通過(guò)所述第一倍壓器半波整流電路的整流操作來(lái)執(zhí)行對(duì)所述次級(jí)側(cè)平滑電容器進(jìn)行充電并且通過(guò)所述第二倍壓器半波整流電路的整流操作來(lái)執(zhí)行對(duì)所述次級(jí)側(cè)平滑電容器進(jìn)行充電。
8.根據(jù)權(quán)利要求1的開(kāi)關(guān)電源電路，其中所述開(kāi)關(guān)裝置包括其通過(guò)半橋耦合而彼此相連的兩個(gè)開(kāi)關(guān)元件。
9.根據(jù)權(quán)利要求1的開(kāi)關(guān)電源電路，其中所述開(kāi)關(guān)裝置包括其通過(guò)全橋耦合而彼此相連的四個(gè)開(kāi)關(guān)元件。
10.一種開(kāi)關(guān)電源電路，包括開(kāi)關(guān)部分，該開(kāi)關(guān)部分包括有用于接收作為其輸入的DC輸入電壓以執(zhí)行開(kāi)關(guān)的一開(kāi)關(guān)元件；開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)部分，該開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)部分用于對(duì)開(kāi)關(guān)元件操作進(jìn)行開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)；一隔離換流變壓器，該隔離換流變壓器是通過(guò)對(duì)一初級(jí)繞組和多個(gè)次級(jí)繞組進(jìn)行旋繞而形成的，所述初級(jí)繞組提供有通過(guò)開(kāi)關(guān)部分的開(kāi)關(guān)操作所獲得的一開(kāi)關(guān)輸出，并且在所述多個(gè)次級(jí)繞組的每一個(gè)中通過(guò)初級(jí)繞組可感生出交流電壓；一初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，該初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路至少是由所述隔離換流變壓器的初級(jí)繞組的漏電感部件以及其與初級(jí)繞組串聯(lián)連接的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的電容組成的以便對(duì)第一諧振頻率進(jìn)行設(shè)置以可使所述開(kāi)關(guān)部分的操作為電流諧振型；多個(gè)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，這多個(gè)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的每一個(gè)是至少由所述隔離換流變壓器的多個(gè)次級(jí)繞組之一的漏電感部件以及其與多個(gè)次級(jí)繞組串聯(lián)連接的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的電容組成的以便對(duì)第二諧振頻率進(jìn)行設(shè)置；一次級(jí)側(cè)DC輸出電壓產(chǎn)生部分，該次級(jí)側(cè)DC輸出電壓產(chǎn)生部分用于對(duì)所述次級(jí)繞組所獲得的AC電壓執(zhí)行整流操作并且借助于共用次級(jí)側(cè)平滑電容器而使所述多個(gè)次級(jí)繞組的整流輸出平滑以產(chǎn)生一次級(jí)側(cè)DC輸出電壓；以及一恒壓控制部分，該恒壓控制部分為響應(yīng)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓電平而對(duì)開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)部分進(jìn)行控制以對(duì)開(kāi)關(guān)部分的轉(zhuǎn)換頻率進(jìn)行調(diào)節(jié)以對(duì)次級(jí)側(cè)DC輸出電壓執(zhí)行恒壓控制，其中所述隔離換流變壓器進(jìn)一步包括一鐵芯，該鐵芯具有形成于其預(yù)定位置上的一間隙，該間隙具有所設(shè)置的間隙長(zhǎng)度，以便當(dāng)將其具有轉(zhuǎn)換頻率的頻率信號(hào)輸入到電磁耦合型諧振電路上時(shí)其是由初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路所組成的電磁耦合型諧振電路的輸出特性變成單峰值特性。
11.根據(jù)權(quán)利要求10的開(kāi)關(guān)電源電路，其中將第一和第二諧振頻率設(shè)置成其看起來(lái)具有流向所述初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流的兩個(gè)基本M狀的峰值波形具有彼此相等的峰值電平。
全文摘要
公開(kāi)了這樣一種電源電路，該電源電路通過(guò)轉(zhuǎn)換頻率控制而執(zhí)行恒壓控制并且準(zhǔn)備用于較寬范圍，同時(shí)可降低轉(zhuǎn)換頻率控制的必要控制范圍。該電路包括其形成了電流諧振型轉(zhuǎn)換器的一初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路以及其是由次級(jí)繞組和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器所組成的一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，同時(shí)通過(guò)隔離換流變壓器的電磁耦合而形成了耦合型的諧振電路。為了從耦合型諧振電路中獲得單峰特性，在隔離換流變壓器的鐵芯中形成了其大約為1.6mm的間隙以便實(shí)現(xiàn)0.65或更小的嚙合系數(shù)。由次級(jí)繞組的輸出而產(chǎn)生了次級(jí)側(cè)DC輸出電壓以便應(yīng)對(duì)重負(fù)載狀態(tài)。
文檔編號(hào)H02M7/5383GK1750376SQ200510104140
公開(kāi)日2006年3月22日 申請(qǐng)日期2005年9月16日 優(yōu)先權(quán)日2004年9月17日
發(fā)明者安村昌之 申請(qǐng)人:索尼株式會(huì)社